我正在使用以太网连接路由 PCB，在决定如何最好地路由 TX 和 RX 差分对时遇到了一些麻烦。我已经完成了阻抗计算，以确定 100 欧姆差分阻抗所需的轨道几何形状，并与电路板房确认。但是，TX+/TX- 和 RX+/RX- 对之间的长度有点不匹配（大约 5 毫米）。因此，我采用“波浪线技术”来最大限度地减少一对走线的长度不匹配。
我的问题是是否有经验法则或精确计算来计算波浪线几何形状？为了说明我的意思，请查看附件 - 我已经路由了一对带有“松散”曲线（在图像中标记为 1.）和另一对带有“紧”曲线（在图像中标记为 2）。哪个更好，这有关系吗？我对“紧密曲线”的担忧是由于反射导致信号质量下降，因为曲线接近 90 度角，大多数应用笔记强烈建议不要这样做。另一方面，“松散的曲线”占用更多空间，因此我是否会降低差分阻抗？
谢谢，节日快乐！-伊戈尔
我不确定您在哪里读到曲线设计用于此目的，即路径长度匹配。从我能找到的唯一一个地方，在RFID 波浪形天线中故意使用波浪线（就像你画的那个）；而且您可能不想在您的板上构建其中一个！
下面是我读过的一本书（Jacob et al. Memory Systems）中路径长度匹配的示例。那里有一两条弯弯曲曲的路径，但最多只有一两个句点。那里显示的模式似乎更喜欢“曲线”的高幅度，因此它的周期/重复次数较少。那里显示的大多数其他路线都以某种方式加长，但不是通过曲线。那里使用的最常见的延长方法似乎是制作五边形 U 形转弯（这是我刚刚编造的一个术语，因为我不知道已建立的一个），因此外部多段线自然比内部多段线长。我不知道使用什么软件来生成这些设计（但这是一个好问题）。
经过更多搜索，当应用于迹线长度匹配时，波浪线的一个贸易术语似乎是“蛇形迹线”。
我找到了一篇讨论这些问题的文章： Barry Olney的 A New Slant on Matched-Length Routing ……嗯，这篇文章实际上是关于提出蛇形的替代方案，但在进行比较之前它确实有一些背景。然而，在我看来，那篇文章中显示的非常长的蛇形是用于演示/对比目的。在我的计算生涯（20 多年内）中，我已经看到至少有两打网卡模型密切相关，我不记得在他们的任何 PCB 上注意到像你的（或那篇文章中的那个）这样明显的曲线......现在它可能存在于不可见的内层（在少数几个有两个以上的板上）。一些卡确实将它们的差分信号路由在内层，带状线上。
有了这个曲折的术语，事实证明它们是标准的教科书主题。Thierauf 的理解信号完整性这本书有几页。替代术语是（根据该教科书）：“曲折或长号痕迹”。如果我做对了，周期数将被最小化，因为每个周期都会导致 U 形转弯之间的串扰产生的梯形波形，如下面的上述教科书摘录。这是一个纯粹的理论分析。
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这本书还说这只是一个近似的解决方案，需要一个“3D 场求解器”来完全模拟真实行为；例如，信号实际上在蛇形中的传播速度比 2D 走线长度所指示的要快。我正确地直觉了这本书将从该图表中得出的建议；在下面引用它：
因为最大耦合电压随着蛇形管中的段数而增长，所以在布置蛇形管时，最好使用较少数量的长段而不是更多数量的短段。更少的段也意味着更少的拐角和更少的时序和阻抗不确定性。由于这些原因，段应该很长（通常大于信号上升时间）并且数量很少。此外，由于随着迹线紧密堆积在一起串扰会增加，因此可以通过增加段之间的间隔来减少梯形。
最后，该书还提到在蛇形线段之间放置接地保护走线，以（进一步）减少由串扰引起的阶梯。这本书还列出/引用了一些关于这个蛇形问题的更深入的论文：
在更实用的说明中，NXP 有一个应用说明DisplayPort PCB 布局指南(AN10798)，它在第 4-6 页涉及跟踪长度数学的几个方面。他们推荐下图所示的蛇形设计，它也遵守其他规则，例如不允许差分对之间的距离过大。
您对紧密曲线的更大担忧是，您的部分信号可以直接通过它们耦合，并最终比您想象的更快地从另一侧出来。最好像你的第一张图那样使用更大的。
还要让曲线靠近您的发射器、接收器或连接器。距离您的发射机的感兴趣的最高频率内容的波长可能不到 1/4 波长。最好将不连续性集中在一起。