您的升压器在不连续导通模式或 DCM 下运行（电感器电流在每个开关周期都变为零）。占空比成为负载和占空比的函数。如果您增加负载、电感值或开关频率，您将达到一个点，您会看到您期望的调节 - 这称为 CCM，或连续导通模式。电感电流不会降至零，而是持续流动。您的占空比公式将在此处有效。

20 kHz 对于升压转换器来说非常慢。14A的峰值电感电流也是不现实的。大多数 PFC 升压转换器的工作频率为 70 至 100 kHz。较低频率的转换器通常需要较大的电感器。如果要在 20kHz 下实现 CCM，则需要更大的升压电感值。在您的模拟中尝试 470uH，您会看到电压接近 12V。（如果您的模型中有控制器，它会自动调整占空比以达到 12V，无论 CCM 或 DCM 操作如何）。

因为您的转换器非常依赖 DCM，所以开关节点电压类似于输出电压。如果您靠近 CCM，您会看到更清晰的画面。

对于此模拟，电容器的大小应确保开关导通时间电压骤降（由负载引起）不会过大。在现实生活中，您必须考虑其他重要参数（整体环路稳定性、纹波电流和额定寿命），以及正确的 MOSFET 选择、反向恢复和升压二极管的柔软度……

使用您选择的组件值，它确实更适合以 200kHz 频率运行。即使在 200kHz 时，我发现更合适的输出电容可能更像 33 或 47uF。

如果您使用的是没有指定等效串联电阻的理想电感器，那么我建议您尝试使用 LTSpice 库中的一种实际电感器，例如 Coiltronics CTX10-3。那个的 DCR 为 0.028 欧姆。这将有助于减少启动电流的初始浪涌。

另请注意，具有实际开关 VR 控制器的实际设计将具有软启动功能，可将 PWM 占空比逐渐提高到其工作水平，而不会出现巨大的初始浪涌。此外，控制器将通过分压器监控输出电压并将其与参考值进行比较，以不断调整 PWM 占空比，从而调节输出电压。

我在 LTspice 中的这个电路也有问题。我认为我的问题与您的问题不完全相同，但这是搜索“ltspice boost converter”时唯一不错的结果，所以我将把答案放在这里。

以下是我做错的事情：

1. 我使用了通用的“nmos”模型。它不起作用。我不知道为什么，但它似乎即使在开启状态下也有非常高的电阻，这很奇怪。无论如何，修复它的方法是放置通用nmos，然后右键单击它并单击“选择新晶体管”，然后从列表中选择一个，例如IRFP4667。

2. 我的滤波电容太大了。这意味着输出电压需要几秒钟才能稳定（在现实生活中很好，但在模拟中很烦人）。

这是我的最终电路：

细节（可能不重要）：

• 我给 5V 电压源一个 1 欧姆的串联电阻。
• 电感器的串联电阻为 6 欧姆。
• 脉冲串参数为 Ton = 8us，Toff = 2us (T=10us; 100 kHz)。

如果有人知道为什么标准 nmos 模型不起作用，请告诉我！

你说，“我想建立一个极其简单的升压转换器电路”。我想做同样的事情，并在 LTSpice 中构建了许多 Joule Thief，我将其归为同一类别—— Joule Thief 确实是一个伪装成爱好者电路的自我优化升压转换器，但我学到了一个很多关于从步进焦耳小偷参数的升压转换器。而且因为它是自我优化的，它几乎总是会做一些事情，让你感觉到电路的各个方面是如何影响事物的。这里有一个焦耳小偷供你使用：

所以，这是一种方式。但...

如果您想将 LTSpice 中的 Joule Thief 实验与类似配方的方法联系起来，请查找一些 34063 数据表，例如来自 ON Semi 的 MC34063A。有一个表格给出了升压转换器、降压转换器和反向升压转换器的配方。

这是升压转换器的示意图：

这是公式表，从上到下一步一步地遵循：

如果您交替使用这两个方向，我相信您可以“自学”一些您想要获得的直觉。

我在 LTSPice 库中找不到 MC34063，但您可以从表格中完成练习，然后从 LTSPice 库中调出 Joule Thief 或任何升压转换器芯片，并插入给定场景给您的组件，它应该接近你想要的，然后你可以调整它。HTH。