反激式拓扑的输出功率没有硬性限制。对于给定的情况，这是一个最好的问题。可以创建一个 1kW 的反激式，但它不太可能是经济的。这是一个企业，他们在 3 美分的二极管上举行了热血沸腾的会议，并认识到雇佣另一位全职工程师比在他们的产品中投入额外的几美分成本更便宜——所以不要选择满足需求的最佳拓扑结构可能会缩短一个人的职业生涯。

反激式转换器使用内核的效率较低（这意味着内核的成本、尺寸和重量更多，随着功率水平的提高，这更重要）。正如 Russell 所指出的，反激式将传输的能量存储在电感器中，然后将其释放到输出端，这与大多数在开关打开时传输能量的其他类型相反。这意味着电流压力必然更高，因为所有能量都通过一个开关传输，而且只能在一部分时间发生。（请记住，一些损耗与电流的平方成正比，因此 33% 的时间为 10A 与 100% 的时间为 3A 代表相同的负载功率，但低占空比开关中的电阻损耗为高出 3.7 倍。

与双开关正激转换器（仅输入电压）相比，反激式开关上的电压应力（双输入电压）要高得多。这使得开关更加昂贵，特别是对于 MOSFET，芯片尺寸（因此成本）随着额定电压迅速上升，所有其他条件都相同。对电压不太敏感（成本）的开关往往相当慢（BJT 和 IGBT），因此不太适合反激式转换器，因为它们需要更大的内核。

反激式转换器有许多优点（由于单个开关而可能很简单，不需要输出电感器，因为漏感适用于您，输入电压范围宽），但这些优点主要在较低功率水平下占主导地位。

这就是为什么您几乎总是会在交流适配器中看到反激式转换器，而您永远不会在 250W+ PC 电源中看到它——在这两种应用中，任何可以安全挤出的多余成本都已被挤出（有时更多那！）。

过去的就寝时间 - 如此简短的回答。所有人都很高兴:-)。

您区分“反激”和“升压”-这可能意味着同一件事，但可能不是。

反激式最独特的特点是，当开关打开时，要传输的能量完全存储在电感器中，并在开关关闭时通过塌陷磁场转移到输出端。一些想法会揭示，在一个气隙磁芯（或一个气隙分布在整个电感器中的磁芯）中，能量实际上主要存储在间隙中的“空气”中——这一说法将引起“强烈的相反评论” . 无论确切的存储位置如何，能量都存储在磁场中，增加功率需要增加磁芯尺寸。

在开关导通状态期间传输功率的转换器不主要依靠核心和场来存储能量。

要在反激系统中传输更多功率，您必须增加每个周期传输的能量和/或每秒的周期数。对于完全“放电”的电感器：

• \$E\$ = 电感中存储的能量 = \$\frac{1}{2}LI^2\$

• 功率 = 每秒能量传输率 = \$f\cdot\frac{1}{2}LI^2\$

其中：
\$f\$ = 每秒放电周期
\$I\$ = 峰值电流
\$L\$ = 电感

对于给定的系统电压，要在给定的可用电感充电时间内获得更多功率，您必须减小 \$L\$，因为 \$I = V\cdot t/L\$，并且 \$t\$ 和 \$V \$ 是固定的。

因为能量转移 = \$f\cdot\frac{1}{2}LI^2\$，将 \$I\$ 单独加倍会使能量转移率提高 4 倍，但因为 \$L\$ 必须减少来做到这一点，实际上 \$E\$ 随着电流的增加近似线性上升。

唯一剩下的“自由”变量是频率。\$t_{charge}\$ 需要 \$<\$ 到 \$<<\$ \$1/f\$，但由于充电和放电时间与电压成反比，随着输出的增加，\$t_{ off}\$ 下降，为 \$t_{on}\$ 和电感器充电留下更多时间。

早期的 MOSFET 在截止频率方面极为有限。现代 FET 的功能要强大得多，但对于高速高压开关 IGBT 通常是有利的。

所以......你不太可能看到超过几百瓦的反激式转换器，通常更少。

以后可能会更多。

每次闭合开关电容都会损失能量。

这使得不断增加的频率成为以较低电感为代价的具有更大能量存储间隙的飞芯的不切实际的答案。

你可以有一个大核心，有很多转弯，但是你会损失更多的铜。

与十年前最好的器件相比，SIC、GAN 和硅超级结 MOSFET 的电容都小得多。更高功率的硬开关反激是可能的。

最好的技术是在打开开关之前使用共振来消除开关上存储的部分或全部电荷。

开关峰值电流和峰值电压限制了实际的功率输出，但半导体正在变得更好。例如，SiC 1200 Volt 100m ohm Mosfet 可以关闭 30 安培峰值。因此可以考虑离线1Kw。尽管这些现代开关具有低开关损耗，但变压器漏感中的能量不会到达负载，当您使用正统的变压器技术时，您会发现在正常频率下运行时，它比任何预期的开关损耗都要糟糕。SO 有源钳位或任何解决泄漏问题的方法是通向高功率和低损耗的通行证。