我必须将 VHF (160MHz) 接收器原理图转换为 PCB。在这里和那里看了之后，我有点困惑。
RF的主要问题似乎是
通过避免“特性阻抗”的突然变化来避免信号反射。
[如果我错过了其他人，请告诉我]
我对什么是特征阻抗只有一个模糊的概念（虽然这个精彩的视频有很大帮助），但听起来它是等效 RLC 电路的阻抗。
在线计算器（对于 18 微米厚的铜、4.7 的介电常数、0.5 毫米厚的基板）给出 0.9 毫米的宽度来获得 50 欧姆。这是否意味着我应该以这个宽度布线所有走线，保持它们短但不要让它们彼此太靠近，然后我就没有什么可担心的了？
我对什么特性阻抗只有一个模糊的概念
特性阻抗是沿迹线传播的信号的电压与电流之比（即阻抗），由沿迹线的电容和电感的平衡决定。
它应该取决于长度和频率，为什么不是？
特性阻抗取决于电感与电容的比率。由于当走线长度增加时，电感和电容都会线性增加，因此它们的比率不取决于走线长度。
此外，在一定范围内，这些参数也不会随频率发生太大变化，因此该比率也不取决于频率，特性阻抗也不取决于频率。
直观地说，我应该计算每个焊盘到焊盘走线的特性阻抗，并确保它始终为 50 欧姆。是这样吗？
如果驱动电路设计为驱动 50 欧姆负载，那么通常是可以的。您还希望在迹线的至少一端提供匹配的端接，并且可能同时提供这两者，具体取决于电路的详细信息。
通常，您不必为每个连接单独计算。您只需查看您的电路板叠层并找到一个达到 50 欧姆特性阻抗的走线宽度，然后让您的所有走线都具有该宽度。根据布局的情况，您可以使用微带、带状线或共面波导几何结构。如果您需要使用所有这些组合，您可以对 PCB 上的每个信号层进行单独计算，并且可能针对不同类型的几何结构（微带线和共面、单端和差分）进行计算。
如果走线长度小于工作频率波长的 1/10，那么您通常可以使用不匹配的走线。
在我看来，您几乎总结了我会总结的所有内容，所以我将进入回答您问题的（简单）数学。
看看这个。我将在这里重写它：
$$ Z_\mathrm{in} (\ell)=Z_0 \frac{Z_L + jZ_0\tan(\beta \ell)}{Z_0 + jZ_L\tan(\beta \ell)} $$
如果您知道特征阻抗 \$Z_0\$、负载阻抗 \$Z_L\$ 和波数 \$\beta=\frac{2\pi}，则上述公式允许您计算无损传输线的输入阻抗{\lambda}\$，其中 \$\lambda\$ 是传输线中的波长。
现在这似乎是一个复杂的公式，它告诉你的是输入阻抗是一团糟。
有两种方法可以改善这种“混乱”：
我们来看看第二种情况。如果\$Z_L=Z_0\$：
$$ Z_\mathrm{in} (\ell)=Z_0 \frac{Z_0 + jZ_0\tan(\beta \ell)}{Z_0 + jZ_0\tan(\beta \ell)}=Z_0 $$
这就是魔法发生的地方。输入阻抗不取决于走线长度，这很好，因为您通常不想关心传输线用于传输时有多长：想想一个可怜的技术人员需要将同轴电缆切割几毫米长波，可能超过 10m 的电缆......祝你好运。
然后，您通常要做的是制造设备，以便知道其端口处的所有阻抗，以便 PCB 设计人员（您！）可以轻松地确定轨道的尺寸。碰巧 \$50\Omega\$ 是一个非常广泛使用的值，我想是因为同轴电缆恰好具有固有的（如尺寸和材料固有的）\$50\Omega\$ 阻抗。您的 IC 可能有 50 欧姆的输出和输入端口，因此使用 50 欧姆的走线正是您想要做的。
根据您的其他问题，减少串扰、寄生电容或电感以及想到的任何非理想状态始终是一件好事\$^{TM}\$，因此请尽最大努力使您的轨道保持短而远。