首先，了解这只是一个双发射极跟随器，每侧使用一个达林顿。输出端的电压几乎就是运算放大器输出端的电压。射极跟随器的目的是提供电流增益。

例如，如果每个晶体管的增益为 50，那么运算放大器必须提供和吸收的电流大约是负载消耗电流的 50 * 50 = 2,500 倍。例如，如果负载消耗 1 A，则运算放大器只需提供 400 µA 电流。

射极跟随器的一个问题是输出电压与输入电压的区别在于晶体管的 BE 压降。举例来说，当晶体管正常工作时，约为 700 mV。对于 NPN 射极跟随器，如果您想要 1 V 输出，则必须从 1.7 V 输入开始。同样，对于 PNP 射极跟随器，如果要输出 -1 V，则必须输入 -1.7 V。

由于两个晶体管级联，该电路有两个从运算放大器到输出的 700 mV 压降。这意味着要将输出驱动为高电平，运算放大器必须高出 1.4 V。要将输出驱动为低电平，运算放大器必须低 1.4 V。

当波形在正负之间切换时，您不希望运算放大器突然跳变 2.8 V。运算放大器不能突然这样做，因此在过零处会有一个小的死区时间，这会增加输出信号的失真。

该电路使用的解决方案是在高端和低端驱动器的输入之间放置一个 2.8 V 电源。由于驱动电平有 2.8 V 的差异，两个输出驱动器将刚好处于 0 输出的开启边缘。输入稍高一些，顶部驱动器将开始提供大量电流。再低一点，底部驱动器将开始吸收大量电流。

一个问题是使这个偏移量恰到好处，以消除过零处所需的输入跳跃，但不要过多地打开两个驱动器，以免它们最终相互驱动。这将导致无用的电流流动并耗散不流向负载的功率。请注意，700 mV 只是 BE 下降的粗略值。它是相当恒定的，但它确实会随着电流和温度而变化。即使您可以精确调整 2.8 V 电源，也没有一个精确的值可以调整。

这就是 RE1 和 RE2 的用途。如果 2.8 V 偏移有点太高，并且大量静态电流开始流过顶部和底部驱动器，则这些电阻器两端将产生电压降。从两个驱动器的角度来看，RE1+RE2 上出现的任何电压都会直接从 2.8 V 偏移中减去。

即使是 100 mV 也会产生显着差异。这将由 230 mA 的静态电流引起。另请注意，700 mV 可能处于低端，尤其是对于承载大量电流的功率晶体管。

总而言之，2.8 V 电源是为了让每个顶部和底部驱动器都“准备就绪”，而不会将它们打开到足以使它们开始相互争斗并消耗大量功率的程度。

当然，一切都是取舍。在这种情况下，您可以用更多的静态电流换取更少的失真。

理想情况下，在 B 类中，当另一侧开始接管时，一侧会完全关闭。这在实践中几乎从未发生过，但这个方案相当接近它。

有一个简单的已知电路可用作“可编程齐纳二极管”。下面是原理图：

^{模拟此电路- 使用CircuitLab创建的原理图}

对于实际应用，可变电阻器可以分成三部分以获得更精确的控制。通过改变电阻器，您可以设置两个晶体管 Q1 和 Q2 的基极之间的“齐纳”电压，从而控制静态电流。

忘记了：就像真正的齐纳二极管一样，它的顶部需要一个电阻器。

在过去的美好时光中，晶体管物理安装在散热器上，因此您还可以进行热补偿。我花了一段时间才在 www 上找到一张图片，但这里有一张：

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正如下面评论中提到的，你必须小心这个电路。在第一次使用之前，您必须确保可变电阻设置为使基极处于集电极电压。因此有最小的电压降。然后你转动电阻直到偏置是“正确的”，这通常意味着你不再看到（范围）听到（耳朵）输出信号中的失真。您可以进一步转动它，这将增加输出级的静态电流。（它将获得更多A类放大器的特性。）

A 类和 B 类之间的区别在于通过最后一级的静态电流。

如果将静态电流设为零，则只有 Q3或Q4 在信号存在时提供电流。这是B级。

如果您使静态电流如此之大，以至于对于非常大的信号（即使是最大的），Q3 和 Q4 都不会有 Ic = 0（永远不会关闭），我们就有 A 类。

还有AB类，可以介于A类和B类之间。

如何设置此静态电流？

这是由 Vbias 完成的。

如何实现 Vbias 的一些示例：

• oldfart 回答中的“齐纳”

• 真正的齐纳二极管

或这个：

^{模拟此电路- 使用CircuitLab创建的原理图}

电流源可以很容易地用一个 PNP 电流镜和一个偏置电阻器制成。

您必须很好地了解输出拓扑，才能知道如何为其创建偏置。

尽管有人确实提到您的原理图示例具有以达林顿方式排列的 BJT（添加了关断加速电阻器），但他们并没有告诉您这种排列几乎总是具有更好的拓扑结构。因此，您几乎不会从一开始就使用该拓扑。或者，简而言之，为了偏见而努力理解它是没有意义的。

为什么使用达灵顿：

1. 高电流增益，这在这样的输出驱动器电路中很有用，因为它显着降低了偏置电路的静态电流，并且在试图将大电流摆到像这样的小负载中时，这可能会有很大帮助。

为什么不使用达灵顿：

1. 除非添加一个电阻器（如您的电路示例中所示），否则缓慢关闭。
2. 由于排列原因，不能在大约一个二极管压降（加上一点）以下饱和。这可能意味着放大器需要一些额外的电压开销（这对于较低电压的电路可能是不可接受的），这也可能意味着放大器的整体功耗有所增加。
3. 就好像它在基极和发射极之间需要两个二极管压降，这增加了所需的偏置电压跨度。
4. 温度会影响串联添加的两个基极-发射极结。因此，偏置电压跨度的温度变化现在包括至少四个串联的二极管压降，所有这些二极管都会随温度而变化。因此，赔偿的复杂性可能会增加。
5. 有更好的选择。

最后一个原因是为什么不在这里使用达林顿的主要原因。如果没有其他选择，那么如果您想要它的单一优势，那么您只会被这个想法所困扰。

如果您想要 Darlington 布置的高电流增益，那么使用 Sziklai 布置几乎总是更好。它看起来像这样：

^{模拟此电路- 使用CircuitLab创建的原理图}

这也提供了类似的高电流增益，并且也不会在大约一个二极管压降以下饱和，但还包括以下内容：

• 每个象限只有一个基极-发射极二极管压降。
• \$R_3\$ 和 \$R_4\$ 可以这样安排，使 \$Q_2\$ 和 \$Q_4\$ 吸收峰值电流的很大一部分（比如 25-30%？）这有助于稳定基极- \$Q_1\$ 和 \$Q_3\$ 的发射器变化。此选项不适用于达灵顿安排。

您已经对如何偏置电路有一些评论。类似的想法也可以用于上面显示的 Sziklai 驱动器电路，但您不需要那么多的偏置电压差。

此外，这里关于偏置电路的评论都没有针对工作时温度变化对电路的影响。这可能是相当重要的考虑。在更简单的 \$V_{BE}\$ 乘法器上添加一个集电极电阻器（现在在该添加电阻器的集电极侧分接）可以提供一种机制，您可以通过该机制进行调整以匹配乘法器的行为输出级的变化使静态电流在整个温度范围内相对稳定。（假设您将乘法器 BJT 热耦合到输出 BJT。）它还可以为早期效应添加补偿。

就像一个粗略的模型，原理图现在可能看起来像：

^{模拟这个电路}

您将调整 \$R_7\$ 和 \$R_8\$ 和 \$R_9\$ 以设置所需的偏置电压差（这样安排，以便在静止时 \$R_1\$ 和 \$R_2\ $ 大约是 \$50\:\textrm{mV}\$ - 在你决定如何首先调整它们的大小之后 - 这里还没有讨论。）你也可以调整 \$R_7\$ 本身（因此，也可能是 \$R_8\$）以匹配热变化行为，以在您使用吹风机时保持 \$R_1\$ 和 \$R_2\$ 上的电压降或整个输出级上的一些其他热源。（我假设您已经在单个散热器上将 BJT 热耦合在一起。）\$C_1\$ 提供了一些有用的引导，\$C_3\$ 提供了跨过 \$V_{BE}\$ 的交流旁路两个输出 Sziklai 象限的基数乘数。

\$C_2\$ 为 VAS (\$Q_6\$) 提供米勒补偿，尽管这不是驱动电路的唯一方法——可以使用运算放大器代替（因此，没有 \$Q_6\$案子。）

以上假设您确实有双极电源轨和接地的直流耦合负载。我也没有展示最终可能需要的负面反馈。如果负载是交流耦合的并且您只有一个电源轨可供使用，情况会有所不同。