实际上，很难测量到该系统的准确度水平。您展示的特定传感器是 DIN A 级公差，这意味着仅传感器的最大误差为 150mK + 2mK*|T| （以摄氏度为单位的 T）。因此，在 100 摄氏度时，仅传感器的最大误差（不包括自热）为 350mK，是您所说的想要的 35 倍。由于薄膜结构，这种相对低成本的传感器也容易出现滞后误差。如果温度变化很大，这就会发挥作用——但即使到 200°C，您也会看到几十 mK 的误差（数据表上未显示）。

即使在 0°C 的参考温度下，传感器本身也会造成 15 倍的误差。根据您选择的电流，自热会产生更多影响，即使是设计最好的测量电路也会产生一些误差。如果您执行校​​准，您可以减少一些错误，但这既昂贵又困难，并且您必须拥有能够达到 mK 精度和稳定性的仪器。在水的三相点进行单点校准更容易，但仍然不容易。

在相对较窄的范围内保持0.01°C的稳定性并不是很困难，但需要良好的设计技术。如果您使用 200uA 通电，则需要在输入端提供远优于 40uV 的稳定性。您的参考还必须在整个工作温度范围（需要定义）内稳定在 20-30ppm 范围内。如果您使用精确的金属箔参考电阻器和比率测量，则可以将电压参考误差降至最低。

0.01°C的分辨率非常简单。只需在传感器信号调节上挂一个 24 位 ADC，但这可能意义不大（除了在良性仪器环境中显示短期趋势），除非所有其他事情都正确完成。

我会使用 TI ADS1248 的 24 位 sigma delta ADC，用于 RTD 传感器 (Pt100) 的完整模拟前端。不幸的是，很少有带有该芯片的 Arduino 板，我只找到了一个 - http://www.protovoltaics.com/arduino-rtd-shield/，我不会购买它，因为它具有许多不能如果电路板有 TI 提供的低通滤波器，则存在。
如果 PCB 做得好，该芯片可以在整个范围内为您提供 18 位无错误代码。
如果您只需要限制范围，您可以使用 3 线方法和额外的补偿电阻，但您必须精确计算电阻和 PGA 设置。例如您需要从-85C 到50C，这是135C 的测量范围，现在将PGA（例如128）设置得更高，您可以缩小初始测量范围。通过添加在 -17.5C (135/2-85) 下具有 pt100 电阻的补偿电阻器，您可以放置​​测量范围的中心。通过额外计算参考电阻 R_BIAS，您可以设置您感兴趣的精确测量范围：http ://www.ti.com/lit/an/sbaa180/sbaa180.pdf

您可能还想查看石英温度传感器。精确测量频率变化比精确测量微伏要容易得多……IIRC 我直接从 AoE 第 1 版的页面中获得了这一点。

准备一三张纸：

http://www.sensorsportal.com/HTML/DIGEST/august_2014/Vol_176/P_2252.pdf http://maxwellsci.com/print/rjaset/v5-1232-1237.pdf http://micromachine.stanford.edu/ ~hopcroft/Publications/Hopcroft_QT_ApplPhysLett_91_013505.pdf

有一个数据表（您的较低温度范围低于他们列出的范围，除了“特殊订单”，但我倾向于在去那里之前将其中一个 -55 到 125C 军用级部件扔到那里。

http://www.statek.com/products/pdf/Temp%20Sensor%2010162%20Rev%20B.pdf

提供温度和压力的相当精美的产品：

http://www.quartzdyne.com/quartz.html

维基百科页面似乎主要是对 HP2804A 的讲道

https://en.wikipedia.org/wiki/Quartz_thermometer

在之前的 RL 工作中，我几乎必须做这件事，所以我将讨论我可以在这里看到的问题，并至少概述我们所做的事情，尽管 a) 那是大约 20 年前，所以我的内存可能与现实不符，b）它位于本质安全系统上，该系统添加了额外的组件以限制故障条件下的可用功率，以及 c）我不是最初的设计者。

块级电路是一个开关电流源（稳定、相当准确，但未达到测量所需的精度），为开尔文连接的 PRT 传感器和高精度参考电阻器 (0.01%) 供电，各个点通过保护电阻器馈电和一个多路复用器到一个 24 位双斜率积分 ADC。这在该范围的中间给出了 0.01C 的精度，但由于漏电流作用在保护电阻上，高端只有 0.02C (0.013C IIRC)，低端可固定，如下所述。使用参考电阻器并按比例进行测量避免了对准确和稳定电流源的需求，并放宽了对 ADC 参考的限制，因此普通的商用组件就足够了。

我假设测量点远离电子设备（传感器位于某些电缆的末端），因为否则您将遇到电子设备超出其指定温度范围的重大问题（正常工业范围为 -55 + 85C)。这很好地说明了使用开尔文连接（4 线 PRT），以便可以从测量中消除电缆电阻 - 励磁电流沿一对电线发送，并在另一对电线上测量电压（其中电缆成本是非常高，您可以使用平衡长度的 3 线，并通过更多测量和软件来补偿普通线）。基本测量是测量传感器两端和参考电阻两端的电压；
切换激励电流可避免自热，同时允许足够高的激励电平以提供合理的信号电平；您可以选择激励电流，以使最高传感器电路电阻提供接近全范围但仍处于线性区域的电压，同时考虑传感器的电阻、参考、连接电缆、这些的温度变化、温度变化电流源等。您可以通过 DAC 输出（真正的 DAC，而不是 PWM 线）设置激励电流，并使用软件长期调整驱动电平，以保持最高 ADC 读数接近全范围 - 这可以避免低温下的分辨率损失（低 PRT 温度 = 低电阻 = 低 ADC 读数 = 每度的位数更少 = 精度降低）。

使用单个 ADC 可避免 ADC 的（错误）匹配问题，从而引入无法测量的误差；我的系统将 ADC 配置为单端，但您可能会发现差分输入配置可以简化问题，但请注意泄漏电流以及它们如何随输入共模而变化。使用双斜率转换器时，您需要在 ADC 电路中使用聚丙烯或聚乙烯电容器以最大程度地减少介电吸收，这些电容器又大又昂贵（并且还在 PCB 上使用保护环，并尽量减少某些 PCB 走线长度，因为 FR4 中的环氧树脂具有高介电吸收） 。delta-sigma 转换器避免了这种情况，但会在输入信号变化时引入稳定时间问题（丢弃前 N 个读数），这会延长测量时间，并可能导致自热开始影响读数或阻止及时读取（这就是为什么选择了双坡度，当时有可用的组件）。如果 ADC 的输入端有可用的增益块，则值得使用它来最小化激励电流，但不要试图通过改变读数之间的增益来变得可爱，因为增益永远不会完全是标称值，因此以不同增益获取的 ADC 读数与此目的不兼容。

另一个有害的错误来源是意外的热电偶结。甚至铜线（或 PCB 走线）上的镀锡也会产生这种效果。除了尽量减少信号路径中不同金属-金属接头的数量外，还要确保任何无法避免的接头处于平衡对和等温状态，以便抵消任何影响，并确保信号路径尽可能远离更高的电流痕迹。小心你的电路接地；ADC 输入端接地（可用作激励电流源的参考）仅在一个点连接到模拟接地（ADC 芯片和输入多路复用器接地），模拟接地仅在一个点连接到系统（微处理器等）接地，仅在一个点连接到电源接地输入。另一个误差源可能是输入漏电流；如果您有任何与 ADC 输入串联的显着电阻（例如多路复用器“导通”电阻或低通滤波器），请检查在最大泄漏电流下该电阻上的电压降是否足够小。此外，为了达到这种精度，您需要确保传感器和系统其他部分（例如参考电阻）的泄漏非常低；任何小于 10M 的东西都会产生明显的影响。如参考电阻；任何小于 10M 的东西都会产生明显的影响。如参考电阻；任何小于 10M 的东西都会产生明显的影响。

读取读数时，打开激励电流，等待一毫秒左右使其稳定（请记住，传感器电缆具有必须充电至稳定状态的固有电容），在固定时间对所有通道进行 ADC 转换，然后在同一时间以相反的顺序重新读取除最后一个之外的所有内容；如果需要计算任何自热，再执行两组读数，然后关闭激励。这组读数的标称时间是奇数单例读数的时间（对于双斜率转换器，它是输入采样保持电容器与输入断开的瞬间），并且读数对应该是相同，但如果它们不同，可能是由于自热，您可以将它们平均以在标称时间给出等效读数。对于 4 线 PRT，您有 PRT 读数和参考读数，将参考电阻值乘以它们的比值即可得到 PRT 电阻；对于 3 线 PRT，首先从 PRT 读数中减去驱动线上的读数，以补偿公共线。要读取多个 PRT，如果电流源具有足够的顺应性并且输入多路复用器具有足够的通道来选择任何传感器（或参考电阻），您可以将它们串联起来，或者多路复用驱动器 - 您仍然需要宽输入多路复用器，但放宽了电流源合规性要求。

要将 PRT 电阻转换为温度，您可以尝试生成或查找公式，但我使用制造商 RT 数据表的系统并对三个最接近的数据点进行了二次插值；这样可以更轻松地更换使用的传感器（只需放入新表）或通过替换测量值表进行单独校准。