我在这里指的音频放大器由三个阶段组成。其中，放大器还包括由两个无源电阻器组成的负反馈 (NFB)。
从TR3的基极到地，有一个NFB的电阻与电容C2串联（参考红色方块）。该电容器在这种电路中的作用是什么？
我知道这个串联的 RC 电路代表了一个滤波器，并限制了放大器在较低频率下的增益带宽。它显然代表了音频放大器的某种障碍。那么，我为什么不把它短接到地呢？这很可能被视为改进了放大器的增益带宽。
为什么这种电路拓扑的第一批创造者把它放在那里？有什么目的？
我看不到任何东西，除非将电容器接地并只留下电阻器 RF2 代表 TR3 基极的另一个偏置源，而 RF1 已经是 TR3 基极的偏置源。因此，这可能会产生其他影响。
放大器的增益取决于 Rf1 和 Rf2。
如您所知，放大器的输入直流偏移取决于输入晶体管对的不平衡，出现在通过其增益放大的输出端。
C2是一个电容，所以它不通过直流。这从等式中去除了 Rf1，并使增益在直流时恢复为 1。
这是确保输出直流偏移电压不乘以放大器增益的简单技巧，仅此而已。
我将窃取我之前在您提出的另一个问题上发布的示意图，将其简化一点，然后组织起来进行讨论。这里是：
现在，关注差分放大器部分，暂时假设没有信号输入。
\$Q_1\$ 和 \$Q_2\$ 正在从电流源 1分离电流。为此，它们需要重组基极电流。这些基极电流必须来自直流电源。\$Q_1\$ 有一个来源：\$R_\text{IN}=10\:\text{k}\Omega\$。但是该基极电流会在 \$R_\text{IN}\$ 上造成轻微的电压降，因此 \$Q_1\$ 的基极相对于地会有点正。我们并不关心它到底在哪里。这并不重要。我们只知道在接地的正极侧会有几毫伏的电压来完成这项工作。
但是 \$Q_2\$ 也需要重组基极电流，并且与 \$Q_1\$ 一样，这也必须来自直流电源。在这种情况下，该直流电源就是输出本身。它是通过\$R_{\text{F}_1}\$来的，注意\$R_{\text{F}_1}\$的值也是\$10\:\text{k}\Omega\$ . 这不是意外。这个想法是\$R_{\text{F}_1}\$ 上的电压降与 \$R_\text{IN}\$ 上的电压降大致相同，因为两者的基复合电流应该大致相同$Q_1\$ 和 \$Q_2\$ 如果它们将当前源大致相等地分开。
所以剩下的问题是，如果 \$Q_2\$ 的基极电压将接近 \$Q_1\$ 的基极电压，则输出本身需要接近接地电压。（必须如此，因为它们的发射器也已连接。）
由 \$Q_3\$ 和 \$Q_4\$ 形成的电流镜（理论上，我建议在上面的示意图中使用 VBE 匹配的 BJT 只是为了强调这一点）要求它们的集电极电流都非常接近为相同的值。由于 \$Q_1\$ 和 \$Q_2\$ 形成的差分放大器旨在能够具有不同的集电极电流，因此差异将离开差分放大器部分并成为 VAS 的基极电流（\$Q_6\$. )
因此，差分 BJT 对 \$Q_1\$ 和 \$Q_2\$ 将自动排列它们的当前余额，使得当前驱动 \$Q_6\$ 的基数恰到好处，使得输出节点接近地，因此 \$Q_2\$ 的基极电压适当地接近 \$Q_1\$ 的基极电压。
到目前为止，甚至没有考虑到负反馈（NFB）和增益。即使 \$R_{\text{F}_2}\$ 和 \$C_{\text{F} _2}\$ 已从原理图中完全删除。系统仍会自动找到正确的输出电压，以便一切都在 DC 处平衡。它旨在做到这一点。
您可以认为这只是 \$C_{\text{F}_2}\$ 在 DC 处具有无限阻抗，因此 NFB 网络（在 AC 处形成分压器）根本不是分压器，而是通过将输出电压直接返回到差分放大器的另一个输入，增益为 1。
但是不管你怎么想，放大器确实“找到了一个静止”点（当然，如果你设计它，使它有足够的摆动空间到达那里。）
现在，让我们回到 \$R_{\text{F}_2}\$ 和 \$C_{\text{F}_2}\$。放大器在 DC 处自偏置，根据设计，如果您将 \$R_{\text{F}_2}\$ 和 \$C_{\text{F}_2}\$ 挂在 \$Q_2\$另一端接地，所发生的一切是......再次在直流...... \$C_{\text{F}_2}\$ 充电到所需的任何静态电压。最终，\$R_{\text{F}_2}\$ 中没有电流，因此它上面没有电压降，因此 \$C_{\text{F}_2}\$ 上的电压只是两者之差\$Q_2\$ 和接地的基极电压。
但这是最重要的。在此处添加此“腿”会导致 AC 发生新的事情。（在 DC，没有什么新鲜事。）它现在形成了一个分压器。这意味着，只有输出端的一部分电压变化会呈现给 \$Q_2\$ 的基数。现在，\$Q_2\$ 正在努力保持其基极电压接近 \$Q_1\$ 的基极电压。所以它试图跟随\$Q_1\$。但是，如果它只看到输出中发生的事情的一部分，那么它会自我调整，以便这部分与 \$Q_1\$ 发生的事情一致。但这意味着输出必须移动得更多，因为\$Q_2\$ 只能“看到”输出中发生的一小部分。
这一切的效果就是增益。因此，您现在可以独立于所需的直流偏置来设置系统增益。这是一件好事。
这就是它的工作原理。
以防万一有人认为上述是一个完整的设计，可以构建并且开箱即用，无需任何调整或调整来应对 BJT 的变幻莫测，请不要滥用这个概念。该示意图仅接近可能将 \$5\:\text{W}\$ 作为输出传递到 \$8\:\Omega\$ 扬声器负载的东西。但是 VBE 乘数肯定需要调整，并且当前的来源很可能也需要进行一些调整。全差分放大器中使用的专用 BJT 对可能几乎可以开箱即用。但可能需要进行一些更改。VBE 乘法器本身应该与 \$Q_{10}\$ 和/或 \$Q_{11}\$ 热耦合，以便它也能更好地跟踪。并且应该调整 \$R_3\$ 的值，使其接近其抛物线响应的尖端。一个实际的电路可能包括几个电位器，原理图中没有一个。还有其他一些我没有提到的构造细节，可能EESE上的其他一些人也比我知道的更多。
除非您觉得能够通过设置和调整此设计来解决您手头的 BJT 的问题并按照自己的方式工作，否则您应该将其视为示例案例而不是真实案例。如果您无法为差分放大器本身使用匹配的 BJT 对，那么在几个地方需要一些退化电阻来帮助处理 VBE 失配，以及至少需要一个额外的电阻来处理 Beta 失配使用 \$Q_3\$ 和 \$Q_4\$ （如果也使用 BCV61 而不是 BCM61，该电阻器可能会很有用。）
除此之外，这种放大器设计是……半封闭的。
使用 C2，放大器的直流增益为 1。没有它，为 23。交流增益为 23。
由于没有提供任何方法来消除输入偏移电压，该输入偏移电压被 DC 增益放大，因此具有 DC 增益可能会导致问题。
偏移零点可以由 R2 和 R3 之间的电位器提供。但是请注意，输入失调电压会随温度变化而变化，这并不能纠正这种情况。
