您的建议是可能的，但您必须注意一些问题。最大的问题是晶体管不会使测量失真。您没有给出任何精度要求，但假设它是 10 位 A/D，并且您不希望晶体管增加超过 1 个错误计数。在 3.3 V 刻度上，10 位 A/D 的计数为 3.2 mV。在两个电阻相等的情况下，晶体管因此下降不能超过 6.5 mV。这完全排除了双极晶体管。

AP 通道 FET 可以做到这一点。同样，如果您希望晶体管增加的误差不超过 0.1%，则当两个电阻相等时，它需要低于 200 mΩ，在最坏的情况下为一半。

可以找到 100 mΩ P 沟道 FET，但 N 沟道 FET 数量更多，并且具有更好的特性，尤其是在这些低电压下。我会改用 N 通道低压侧开关：

IRLML2502 仅在 2.5 V 栅极驱动下保证最大 80 mΩ，因此几乎不会增加误差。如果需要更低的误差，那么除了分压器之外，您还可以测量 R2 的底部，然后可以在固件中考虑开关上的压降。

添加：

您现在已经通过说您确实在使用桥接电路来改变问题。当使用模拟仪表移动显示测量值时，这是有道理的，但在使用现代微控制器时是不必要的。使用普通的微控制器 A/D，您已经有了一个桥接器，因为 A/D 结果与电源范围成比例。实际上，桥的另一侧是内置在微型中的。使用另一个外部电桥和第二个 A/D 输入只会增加错误。如果您对分压器输出的 0.1% 电压精度感到满意，那么只需使用上面的电路即可。

一些微控制器具有单独的负 A/D 电压参考线。例如，这称为 Microchip PIC 线上的 Vref-。您可以从 R2 的底部驱动 Vref- 以忽略 Q1 两端的电压。但是，请检查 Vref- 引脚的有效范围。这可能不允许高到 Vdd。这实际上是一种情况，您可以使用绝对最大额定值而不是操作值。当传感器电路关闭时，您只关心 A/D 是否损坏，而不是它是否正常工作。当然，如果您将 A/D 用于其他用途，则此方案将不起作用。

更多关于桥梁：

有人建议在这种情况下使用“桥”电路更好，并且可以抵消上述电路中 Q1 的任何电压下降。情况并非如此，至少我对“桥”电路的解释不是这样。以下是我认为这座桥的连接方式：

R1 是被测量的可变电阻传感器。R2、R3 和 R4 是已知值的固定电阻。SW1 是用于在不使用时关闭该电路以节省电力的开关。进行测量时，SW1 关闭。在此原理图中，假设 SW1 是一个完美的开关，R5 单独显示以表示其导通电阻。

桥式电路的目的是在 V1 和 V2 之间提供差分电压。当仪表需要大量电流并且可以直接连接在 V1 和 V2 之间时，这在老式模拟仪表中很有用。请注意，电压 V1-V2 仍与 Vdd 成正比。这个电路不是与 Vdd 无关，因此与通过 R5 的电流引起的电源电压明显误差无关。桥式电路仅在一种情况下独立于 Vdd，即 V1-V2 为零时。这就是为什么使用桥式电路的旧模拟仪表将它们与精确校准的变量 R3 结合起来的原因。您不会将仪表上显示的 V1-V2 测量值用作直接测量值，而是将 R3 设置为反馈，使 V1-V2 为零。在这种特殊情况下，Vdd 无关紧要，V1 和 V2 之间的电表阻抗也无关紧要。

我们今天在这里使用微控制器 A/D 输入的情况完全不同。这些 A/D 不是为差分测量设置的，而且我们也没有经过校准的可靠方法来改变 R3。但是，我们可以针对 GND 到 Vdd 范围进行相当准确的电压测量。

如果 R5 为 0，则 V1 处的电压与 Vdd 的比率仅取决于 R1。由于微控制器中的传感器电路和 A/D 都产生并测量相对于 GND 到 Vdd 范围的电压，因此该范围的精确值会被抵消。

唯一的问题是当 R5 在某个范围内不为零且未知时。即使考虑到相对于 Vdd 范围，这也会给 V1 添加一个未知误差。实际上，传感器产生的电压是 Vlow 到 Vdd 范围的固定部分，而微控制器将其测量为 GND 到 Vdd 的固定部分。处理此问题的最简单方法是确保 Vlow 是 Vdd 的足够小部分，以便可以忽略此错误。

使用桥式电路的建议显然是为了同时测量 V1 和 V2 可以消除此误差。如果 R3 和 R4 众所周知，则 V2 是 Vlow 的直接函数，但会被 R4、R3 分压器衰减。可以高精度测量 V2，推断 Vlow，并将结果用于校正 V1 读数。但是，R4、R3 分压器没有优势。如果需要对 Vlow 进行校正，最好直接测量。 在任何情况下，测量 V2 都不会比直接测量 Vlow 更好。由于我们最好测量 Vlow，因此不需要 V2，因此产生 V2 没有意义。因此可以消除 R3 和 R4，留下任何可以称为“桥”电路的东西。

该问题显示了一个简单的电阻分压器，但在评论中您说您使用的是惠斯通电桥。

R5是开关元件的电阻。两种设置的测量值都会受到 R5 的影响。对于电阻分压器：

$\mathrm{ V_1 = \dfrac{R2 + R5}{R1 + R2 + R5}V_{DD} }$

很明显，更高的 R5 会增加 V1。对于惠斯通电桥，我们有：

$\mathrm{ V_{OUT} = \left( \dfrac{R3}{R3 + R4} - \dfrac{R2}{R1 + R2} \right)(V_{DD} - V_{LOW}) }$

在哪里

$\mathrm{ V_{LOW} = \dfrac{R5}{R5 + \dfrac{(R1 + R2)(R3 + R4)}{R1 + R2 +R3 + R4)}} V_{DD} }$

因此，当 VLOW > 0 时，惠斯通电桥输出也会发生变化。取差值不会抵消 VLOW！，除了在 V1 = V2 的平凡情况下。

如果 R1 是 Pt100 RTD（电阻温度检测器），其电阻为 100.0$\Omega$在 0 °C 和 138.5$\Omega$在 100 °C。我们假设这是所需的测量范围。如果桥中的其他电阻都是 100$\Omega$输出电压在 0 °C 时为 0 V，在 100 °C 时最高。我们可以预期由于 R5 引起的误差在 100 °C 时最高。

该图显示了由于 R5 电阻从 0 变化而导致的读数误差（以 % 为单位）$\Omega$到 1$\Omega$. 紫色图表是电阻分压器，蓝色图表是惠斯通电桥。惠斯通误差更高！这乍一看可能令人惊讶，但很容易解释：桥的两个分支将 200$\Omega$一个分支，就像分隔线有一个。这意味着电桥的 VLOW 将是两倍高。

该图显示了输出电压读数的误差，我们必须将其计算回温度值。该 FET具有$\mathrm{R_{DS(ON)}}$90 米$\Omega$最大。如果我们将 100 °C 读数计算为电阻为零，我们将得到 99.90 °C。有了这个 FET，有一个 22 m$\Omega$ $\mathrm{R_{DS(ON)}}$我们的读数是 99.97 °C。

结论
开关电阻确实会影响读数，但当您使用 FET 时，它会小于 0.1%$\mathrm{R_{DS(ON)}}$< 100 米$\Omega$.

（示意图再次从奥林借来。谢谢，奥林）

如果您已经使用惠斯通电桥（正如您在评论中所说），那么可以使用 MOSFET 开关，因为它只会影响共模电压，而不影响信号。只要确保它不会影响您最终的偏移归零。

电路应该是这样的：

当然有可能。

但肯定不适合测量电路。取决于$r_{DS}$你的 MOSFET，你将有一个显着的精度损失。考虑到$r_{DS}$不是一个稳定也不准确的值，它通常被指定为最大值。

现在问题来了：为什么要使用分压器来测量电阻？您可以使用惠斯通电桥获得更好的精度（并且还可以使用 MOSFET 开关而不会损失精度）。

另一个注意事项：最好在将输出信号发送到 ADC 之前使用放大器，否则会大大限制信号的动态范围，并失去精度。如果您想避免双电源，只需一个带有精密运算放大器（不是 741 :)）的非反相放大器，轨到轨。

是的，这是可能的——您可以使用源极至 Vdd、漏极至分压器和栅极至 uC 的 P 沟道 MOSFET 或任何您想要控制它的东西。还有一个从栅极到源极的上拉电阻（比如 10K）
然后打开只需将栅极拉到地，关闭让它浮动（将 uC 引脚设置为 Hi-Z）

如前所述，根据您的目标精度，这可能不是可行的方法。这当然不是最准确的，但如果您对此不太在意，那么它是最简单的。
如果您选择具有低 Rds 的 MOSFET 并检查最小值/最大值，那么您可以轻松计算出它如何影响您的读数并做出决定。

编辑 - 阅读评论，如果您正在测量土壤温度并且只需要 0.5 摄氏度的精度，那么我认为DS18B20之类的东西可能比 PT100 更合适且更易于使用。一切都在一个小包装中，用 2 或 3 根电线连接。您也可以在 eBay 上将它们装在方便的防水外壳中 - 这是一个示例。