我不会在这里透露任何关于干扰和抗干扰技术的大秘密，我也不会容忍制造任何此类干扰。我要说的内容非常简单且众所周知，但是了解更多关于干扰如何发生的细节并对其进行更多的总体教育可以帮助优秀的参与者最大限度地减少未来设计中的漏洞。

是的，这是完全可行的，但我会更简单地做到这一点：

创建一个 15 MHz 和 39 MHz 的单一正弦音调。

使用 2441 MHz 的载波对该音调进行上变频。

这将产生两个对称边带，其音调为：

2402 兆赫
2426 兆赫
2456 兆赫
2480 兆赫

因此，在跳频方法中，有一个额外的信道，而不仅仅是目标的三个信道，但仍然比试图干扰从 2402 到 2420 MHz 的整个频谱要好得多和更有效，并且方便地抑制了 2441 MHz 的载波在通道之间。

如果需要，可以对这些音调本身进行调制，以将能量分散到信道带宽上，因为单音干扰可以很容易地通过音调切除来击败。通过扩展带宽，它变成了一个简单的信噪比竞争，并且在足够的能量下是无法击败的，因为信号占用的持续时间将在时间上是连续的。

如果没有现成的可用资源，下面显示了与替代方法进行比较的可行实施。定制的 2 层电路板布局就足够了， Express PCB的价格为65美元，（敏感的 RF 区域应在 pcb 走线长度中最小化，对于此应用，在此类 pcb 上实施此设计不会有问题，注意在这些区域采用适当的 RF 布局技术）——因此总成本为$127 不包括低频噪声源或直流电源和直流控制电压。对于单音，低频噪声源可以替换为与 51 MHz LO 相同的电路，因为晶体振荡器 (XO) 也可以编程为 12 MHz 输出频率。噪声源（调制和过滤的 12 MHz 波形）将是干扰目的的理想选择。所示的可选“载波归零”是一个小的 DC 偏移（与电阻耦合），如果需要，可以对其进行调整以将 2441 MHz 的任何残余载波馈通泄漏归零。上面的频谱中没有显示，但这也会导致输出中第一个上变频器级的载波被抑制在 2413 MHz 和 2467 MHz（也方便在通道之间）。对此的调零控制是在原始噪声源中进行小的 DC 偏移控制。由于两个混频器的 IF 端口对 DC 都有响应，因此调零是可行的（并且有效！）。