2）我强烈建议不要在靠近高速信号的任何地方切割地面。杂散电容确实对数字电子产品没有太大影响。通常杂散电容会在运算放大器输入端产生寄生滤波器时杀死您。

事实上，强烈建议您将高速信号直接运行在完整的接地层之上；这被称为“微带”。原因是高频电流遵循电感最小的路径。对于接地层，这条路径将是信号迹线的镜像。这最大限度地减小了环路的尺寸，从而最大限度地减少了辐射 EMI。

在 Howard Johnson 博士的网站上可以看到一个非常显着的例子。请参见图8 和图 9，了解高频电流采用最小电感路径的示例。（如果您不知道，Johnson 博士是信号完整性方面的权威，备受赞誉的“高速数字设计：黑魔法手册”的作者）

重要的是要注意，这些高速数字信号之一下方的接地层中的任何切口都会增加环路的大小，因为返回电流必须绕着您的切口绕道，这也会导致发射增加。您希望在所有数字信号下方都有一个完整的平面。还需要注意的是，电源层和地层一样也是参考层，从高频的角度来看，这两个层是通过旁路电容连接的，所以可以考虑一个高频返回电流来“跳跃”靠近帽子的飞机。

3) 如果你有一个好的地平面，几乎没有理由使用保护走线。我之前提到的运算放大器是个例外，因为您可能已经切断了它下面的地平面。但是您仍然需要担心保护走线的寄生电容。再一次，约翰逊博士来这里是为了帮助拍摄漂亮的照片。

4.1) 我相信多个小过孔将具有更好的电感特性，因为它们是平行的，而一个大过孔占用的空间大致相同。不幸的是，我不记得我读到了什么让我相信这一点。我认为这是因为过孔的电感与半径成线性反比，但过孔的面积与半径成二次方成正比。（来源：Johnson 博士再次）将过孔半径扩大 2 倍，电感减少一半，但占用面积增加 4 倍。

注意不要松散地定义高频。

当线路长度为信号的最高关注频率 (Ulaby) 的 1/100 或更大时，需要考虑微带线或带状线技术的传输线效应。因此，这对于微波设计很有用。例如，空气中的 1GHz 波形的长度为 30 厘米，但在 FR-4 中它只有一半（ε r 的平方，相对介电常数，对于 FR-4，大约为 4，取决于成分）。因此，几厘米长的走线肯定会引起 1GHz 的关注。

对于 10MHz，传输线效应几乎不明显。10MHz 的五次谐波为 50MHz，在 FR-4 中约为 150x10^6 m/s / 50x10^6 = 3 米。因此，在一辆 30 厘米长的总线上，人们可能会首先经历相位失真。

真正的担忧是噪音。通过在接地平面上铺设足够宽度的走线，信号的能量通过走线和接地平面之间的基板传播（坡印廷）。其他来源的 EMI 无法进入。

微带线的特性阻抗由走线宽度、基板厚度和材料决定；更细的走线具有更高的特性阻抗。自由空气的阻抗为 377 欧姆。随着迹线的 Zo 接近这个数字，它开始辐射。即使有地平面。同样的道理，加厚基板也有同样的效果。请注意，在高频下工作时，阻抗是关键......终止，匹配......如果没有正确终止，足够长的总线将具有可测量的反射。

然而，密集设计带来了对细迹线的需求。所以，妥协一些。

就连接局部接地层和全局接地层而言，最好使用多个小过孔，因为它有助于分配电流，并且除了提供更好的散热外，还可以最大限度地降低 PCB 的故障率。

将全局接地/电源平面保持在局部平面下方并没有什么害处，就像您观察多层 pcb 设计一样，接下来就是这样。

为使接地平面插槽保持微带线阻抗不变，插槽必须位于至少两个微带宽度之外（如果微带垂直投影到接地平面）。

下面是来自 3D 场解算器的几张图片，显示了微电路内部的电场分布和接地层中的电流密度。结论几乎没有场或电流两个宽度远离微行程。所以这里允许接地平面中断。

图 1：垂直于带状线的电场横截面。二维视图。 图 2：垂直于带状线的电场横截面。3D 视图。图 3：接地层中的电流密度。2D 视图图 4：接地层中的电流密度。3D 视图