这是交易。该电容器在 BJT 基极-发射极 + 电阻组合上提供高频恒定电压。这会导致相当恒定的电流通过 BJT 和电阻器，具有一些高阻抗 Z，可能主要由 BJT 基极电阻器 Rb 决定。FET 具有高跨导 (gm = Iout / Vin)，净增益为 gm * Z。这是FET 漏源两端的电压。BJE 发射极电阻两端具有恒定电压，因此添加了一个偏置电压。恒定电流允许 BJT 充当低阻抗输出缓冲器 (=Rb/beta)。

流过 BJT（即从集电极到发射极）的电流将等于流入基极的电流乘以晶体管的放大系数。

I_ce = beta * I_b

...如果我的记忆正确的话。另一方面，FET 通常可以被认为是“开”（让电流流动）或“关”（阻止电流流动）。如果 FET 处于“关闭”状态，则电流不会有接地路径，也不会有电流流过 BJT（或者相反，任何电流都会流向地。电容器提供接地路径（从基极引出电流） BJT) 用于“高频”信号。电容器的阻抗与信号频率和电容的乘积成正比降低。

Z_cap = -j * omega * C
|Z_cap| = omega * C = 2 * pi * f * C

我想这并不能很好地回答这个问题，但这是我从“基本原则”中记住的。

我不明白为什么 FET 的漏极电阻连接到 BJT 的输出，而不是连接到电源。

您所指的电阻器不是通常意义上的漏极电阻器。 如果输出取自漏极，则 BJT 和各种电路可被视为有源负载；您可以用小信号等效电阻替换 FET“上方”的整个电路。

如果我们标记基极电阻 \$R_B\$ 和发射极电阻 \$R_E\$，则 FET 漏极看到的小信号等效电阻由下式给出：

\$R_{td} = R_B || \frac{r_e||R_E + r_0}{1 - \alpha \frac{R_E}{r_e + R_E}} \约R_B \$

因此，对于小信号，BJT 电路对 FET 来说近似“看起来”像 \$R_B\$。

这样做的真正好处是 \$R_B\$ 可以做得很大，因此 FET 的小信号电压增益很大。在第二个电路中，漏极电阻的大小受到直流工作点约束的限制。

例如，假设您有一个 3V 电源和一个直流漏极电流 \$I_D = 100\mu A\$。

对于正直流漏极电压 \$ V_D > 0 \$，第二个电路中的漏极电阻显然必须小于 \$ 30k \Omega\$。

但是在第一个电路中，通过 \$R_B\$ 的直流电流是 \$I_B = \frac{I_D}{1 + \beta} \$。因此，\$R_B\$ 可以比 \$30k \Omega\$ 大得多，从而产生更大的电压增益。

当然，如果输出取自漏极，我们会有非常高的输出阻抗。但是，我们从发射器节点获取输出。那里的电压增益仅略小于漏极处：

\$v_{out} = v_d \frac{r_o}{r_o + r_e||R_E} \约 v_d \frac{r_o}{r_o + r_e} = v_d\frac{V_A}{V_A + \alpha V_T} \约v_d\$

其中\$V_A\$是Early电压（几十到几百伏），\$V_T\$是热电压（大约\$25mV\$）

但是，查看输出节点的电阻远小于查看漏节点的电阻：

\$r_{out} \约 r_e||R_E + R_B(1-g_mr_e||R_E) = r_e||R_E + R_B(1-\frac{\alpha R_E}{r_e + R_E})\$

因此，第 1 个电路提供更高的电压增益，但比第 2 个电路提供更高的输出电阻。

该电路通常称为分流稳压推挽 (SRPP)。通常它是使用管子实现的。

在替代电路中，输出射极跟随器以 A 类运行，并依靠射极电阻器拉低输出以获得负向信号。这可能会导致失真，尤其是在负载具有显着电容的情况下。

当输出变为负时，使用 SRPP，FET 将通过 BJT 发射极电阻器将输出拉低，而 BJT 被通过电容器耦合到其基极的信号关闭，这允许电路驱动输出接近地面，BJT甚至可能完全切断。