正如您所知道的，增益只是两个电阻器之比的函数。因此，乍一看，2 kΩ / 1 kΩ 和 2 MΩ / 1 MΩ 是等价的。理想情况下，它们是在增益方面，但还有其他考虑因素。

最明显的考虑因素是两个电阻从输出中汲取的电流。在 15 V 输出时，2kΩ/1kΩ 组合提供 3 kΩ 负载，将消耗 (15 V)/(3 kΩ) = 5 mA。2MΩ/1MΩ 组合同样仅消耗 5 µA。

这有什么关系？首先，除了您希望它驱动的任何负载之外，您必须考虑运算放大器是否甚至可以提供 5 mA 电流。也许 5 mA 没有问题，但显然某处存在限制。它可以提供 50 mA 的电流吗？也许，但可能不是。你不能只降低 R1 和 R2，甚至保持它们的比率相同，并让电路继续工作。

即使运算放大器可以为您选择的 R1+R2 值提供电流，您也必须考虑是否要花费该电流。这在电池供电的设备中可能是一个真正的问题。5 mA 的连续消耗可能远远超过其余电路所需的电流，也是电池寿命短的主要原因。

高电阻也有其他限制。一般来说，高阻抗节点更容易拾取噪声，而高阻值电阻器具有更多的固有噪声。

没有运算放大器是完美的，其输入阻抗也不为零。R1 和 R2 分压器形成阻抗为 R1//R2 的电压源，驱动运算放大器的反相输入。对于 2MΩ/1MΩ，这种并联组合为 667 kΩ。与运算放大器的输入阻抗相比，它需要很小，否则会出现明显的失调误差。运算放大器输入偏置电流也必须考虑在内。例如，如果输入偏置电流为 1 µA，则由驱动输入的 667 kΩ 源引起的失调电压为 667 mV。这是一个不太可能接受的大错误。

高阻抗的另一个问题是带宽低。总会有一些寄生电容。例如，连接到两个电阻器和反相输入的网络对地有 10 pF 电容。使用 667 kΩ 驱动它，您将拥有一个仅 24 kHz 的低通滤波器。这对于音频应用程序来说可能是可以接受的，但在许多其他应用程序中却是一个严重的问题。您在高频下获得的增益可能比您对运算放大器的增益带宽积和反馈增益的预期要少得多。

与工程中的所有内容一样，这是一种权衡。在选择两个电阻器时，您有两个自由度。你想要的收益只下降了一个度数。您必须权衡电流要求和输出阻抗来决定第二个。

如上所述，低值反馈电阻器具有放大器必须驱动的相对较高的电流。在反相放大器中，Rin 设置输入阻抗，因此最好不要设置太低的值，因为信号源必须驱动它。

在规模的另一端，非常大的电阻器不仅会产生噪声（热噪声或约翰逊噪声），而且由于部件的自然电容*，它们会在反馈环路中形成一个滤波器，最坏的情况是会破坏环路稳定性的放大器。除了以有趣和令人毛骨悚然的方式改变电路的交流响应之外，这种效果在增益较低时会变得更糟，并且在增益低于 4 时（通常取决于特定的放大器）会非常痛苦。实际上，有许多放大器专门设计为具有最小增益，并且在低于此增益时不稳定（优点包括更好的瞬态规范）。

作为一般规则，对于反相或非反相配置，我将反馈电阻限制为不超过 ~220k。如果这不能产生足够的增益，请使用额外的增益级。

可以采取一些技巧（反馈回路中的 T 型电阻器网络是众所周知的）来提高单级的增益，但放大器很便宜并且占用的空间可以忽略不计。

在反相拓扑中，反馈电阻的选择主要取决于设置输入电阻（通常是最小）尺寸的信号源的要求。

• 当人们将电容定义为存在于任何两个不同电位点之间时，这一点变得很清楚

高温高压

给出一个非常简短的答案：几十kΩ s范围内的东西可能会很好（对于大多数 OP-amp 型号和大多数应用程序）。为 R ₁ 尝试40 kΩ ，为 R ₂尝试20 kΩ 。

这当然不是在所有情况下都是理想的，但它通常应该可以在功耗和噪声水平之间进行合理权衡的情况下正常工作。Olin Lanthrop 和 Peter Smith 详细解释了电阻值过高或过低会带来哪些缺点。