仅对 MOSFET 的栅极进行充电和放电就需要将近 2 mA。您还在 R1 中浪费了大约 5 mA 的电流，因为它大约有一半时间通过引脚 7 接地。您的电压反馈分压器从高压轨汲取约 1 mA 的电流，转换为输入端的电流超过 20 mA。

使用 555 驱动大型 MOSFET 存在一个问题：555 的有限输出电流意味着 MOSFET 无法快速从全关切换到全开再切换回来。它在过渡区域中花费了大量时间（相对而言），在该过渡区域中，它会消耗大量的输入功率，而不是将该功率传递到输出端。MOSFET 的总栅极电荷为 63 nC，而 555 的最大输出电流约为 200 mA，这意味着对栅极进行充电或放电最少需要 63 nC / 200 mA = 315 ns。如果您使用的是 CMOS 555，则输出电流要小得多，并且开关时间相应较长。

如果您在 555 和 MOSFET（能够提供 1-2A 峰值电流的芯片）之间添加一个栅极驱动器芯片，您会看到整体效率显着提高。真正的升压控制器芯片通常会内置这样的驱动程序。

如果您对开发开关模式电源转换器很认真，那么您肯定需要一台示波器，这样您才能亲眼看到这些效果。

由于另一个原因，这种调节器的设计也相当糟糕。通过升压模式转换器的功率通过改变开关元件的占空比来调节。在该电路中，反馈是通过使用晶体管下拉 555 的控制电压节点来创建的，从而降低了开关阈值上限。然而，由于 555 的构造方式，这也会成比例地降低较低的开关阈值。这意味着随着输出电压的升高，占空比的变化比您想象的要小得多。它对输出脉冲的频率有更大的影响，但这无关紧要。同样，切换到合适的升压控制器芯片可以解决这个问题。

顺便说一句，电路的“稳压器”部分没有使用输入电压作为参考，它使用 Q1 BE 结的正向电压作为参考。

正如 Spehro 指出的那样，一个 100 µH 电感器在 30 kHz 的开关频率下——标称导通时间 = 16 µs——使用 9V 电源将达到 1.44 A 的峰值电流。这真的是在滥用 9V 电池，更不用说电感器和 MOSFET 中的 I ² R 损耗。这也令人不安地接近电感器的饱和电流，这只会加剧损耗。

对于相对较低的开关频率和输入电压，该电感器的值相当小 - 确保您使用的电感器不会在几安培时饱和。

如果导通时间约为 20 微秒并且电感器从零开始，它将达到几安培（包络后估计）。

我怀疑如果您尝试使用 CMOS 555 以（比如说）两倍频率（将电容降低到 1nF）和更好的电感器，您可能会看到效率的显着提高。

戴夫对电路的糟糕程度提出了很好的观点（我+1），它似乎是通过省略电阻器、电容器、更换二极管等从这个电路中衍生出来的。该页面解释了电路作为一个通电项目小精灵。http://www.dos4ever.com/flyback/flyback.html

我一直在尝试类似的电路，我认为这里的主要问题是单个 Nixie 上的 0.8mA 负载不足以使该电路特别高效：

• 正如其他人所指出的，这种555控制电路的“固定成本”相对较高，无法避免。
• 但是提高电流或驱动多个 Nixies，情况很快就会好转。
• 例如以 0.39mA 驱动 IN-14 我看到 11% 的效率，但将其提升到 2mA 并且效率上升到 22.2%

要记住的另一个因素是 FET 上的 R3/C3 缓冲器：

• 虽然它确实减少了电感上的振铃，但我看不到对输出有任何有意义的影响，所以可以说它在这个应用中没有用
• 但它确实带来了效率成本（与电容成正比）
• 选择的 100pF/2.2kΩ 值可能是最佳值 - 这应该会显着抑制振铃，并且效率可能仅花费 1-2%。但是，如果您将其退回到 30pF 甚至完全排除缓冲器，您可能有兴趣比较结果。