等等，你砍了核心？

好吧，恭喜你，你已经毁了/严重损坏了它。

变压器由许多钢板制成，它们之间有非常薄的绝缘层。正如您所发现的，这是为了防止涡流损耗引起大量加热。

来自维基百科：

铁磁材料也是良导体，由这种材料制成的磁芯在其整个长度上也构成一个短路匝。因此，涡流在磁芯内在垂直于磁通量的平面内循环，并负责磁芯材料的电阻加热。涡流损耗是电源频率的平方和材料厚度的平方反比的复杂函数。 [53] 涡流损耗可以通过使一堆板的核心相互电绝缘，而不是一个实心块来减少；所有在低频下运行的变压器都使用叠片或类似的铁芯。

微波变压器通常有些损耗，因为它们在很长一段时间内不工作。如果空载一段时间，库存的微波变压器会明显变热。通过短路叠片，您刚刚将损失增加了很多倍。

您拥有的变压器无能为力。您需要获得另一个变压器，而不是切割铁芯以移除次级。您必须在不显着损坏或损坏核心的情况下移除次级，然后将新的次级缠绕到位。通过将电线穿过核心。

对于它的价值，微波变压器在没有任何负载的情况下运行非常温暖。您是否将此变压器与另一个变压器进行了比较，没有铁芯损坏？

我会对黑客变压器与库存变压器的空载功率消耗的一些测量感兴趣。这将让您测量由于涡流引起的损耗增加。

由于多种原因，微波炉变压器 (MOT) 通常不适合其他应用：

• 它们旨在提供高功率输出单位成本，因此“弯道”或推动设计限制。

  • 他们“很好地使用铜”——也就是说，他们的铜损比平常高。

  • 他们很好地使用了他们的铁 - 即他们将核心“铁”很好地运行到其饱和曲线上，因此具有高铁损。

  • 他们认为它们来自 Mote prime - 它们旨在驱动容性负载，因此它们有目的地在初级和次级之间添加一个磁分流器，以提供有目的的漏电感来补偿驱动目标负载。

它们通常每伏大约 1 匝，也许更少。因此，16 VAC 绕组可能大约为 12 到 16 匝。如果在可用空间中缠绕它很困难（铜撬棒缠绕起来很烦人），您可以一次构建一个绕组或单圈或几圈，然后将绕组点焊或以其他方式焊接在一起！:-)

MOT 视频重建只浏览了页面，没有观看视频，但看起来很称职。

精彩的讨论、指导方针、限制

他们注意到：

注意！！！：

• 拆下分流器，用大头针小心地将它们敲出。这改善了“正常”变压器运行的漏感。在分流器腾出的空间中，多绕几圈初级绕组，以减少每伏初级绕组的匝数，从而降低磁芯通量，并使变压器脱离饱和状态。这改善了磁化电流。

请参见下图所示的分流器：

和

• ... 将壁电压升高到 2 kVAC 左右，功率通常在 900 W 和 1700 W 之间。小心 - 这些不受电流限制！

  这是一种非理想变压器，其目的是通过驱动半波倍频器，产生典型的 1 kW 脉冲 5 kV DC 到磁控管中。

  匝数比设计为向主次级绕组提供约 2 kV AC，其一端连接到接地铁芯。一个额外的次级为磁控管加热器提供典型的 3 V、15 A 的隔离电源。

  由于它旨在驱动容性负载，因此通过在初级和次级线圈之间添加一个小的磁分流器来故意​​增加变压器的漏感。电感与倍增器电容大致相等且相反，因此降低了倍增器的输出阻抗。这个指定的漏电感将变压器归类为非理想变压器。

  变压器的设计目的是尽可能便宜地制造，而不考虑效率。...因此，铁的面积被最小化，这导致铁芯很好地进入饱和状态，从而导致高铁芯损耗。

  铜面积也被最小化，导致高铜损。
  这些产生的热量由强制空气冷却处理，通常由冷却磁控管所需的同一风扇处理。核心饱和不是非理想分类的一部分，它仅仅是制造经济的结果。

发现它走路很有趣，但不知道为什么

我正在寻找相同问题的在线答案。由于 MOT 的制造成本尽可能低且强制风冷，因此如果您只是拆卸它们，取出次级，然后将其连接到墙上插座，这可能意味着所有设备都会过热。您必须找到一种方法，以减少“将其推至设计极限，作为一种节省成本的措施”。

一种方法是使用自耦变压器，它将墙上插座电压从 120VAC 降至 80VAC 或 60。但除非它们是为大功率而设计的，否则它们也可能会过热，此外，一些现代电子自耦变压器可能会输出大量高频谐波，这也会导致过热.

我的第一个想法只是使用串联电容器来限制电流，大约 300uF/160V 的电机启动电容器在 60Hz 时为您提供 8 欧姆的电抗，这将从墙上插座汲取约 15A/120V 的电流，这是 UL 允许的最大值。但是我手边没有，而且微波炉里面的电容好像是0.8uF。

所以我认为你真正需要的只是额外的电抗。像许多在线响应者一样，自然会想到一个想法，那就是缠绕更多的初级转弯，但这会给您带来如上所述的过饱和问题（因为它们也可以节省铁）。

注意：在饱和时，磁通量随电流增加的变化为零，并且没有“电抗”产生超过饱和极限的反向电压，唯一阻碍电流流动的是初级绕组中铜的电阻率，比如说你通过添加太多初级匝数达到 110V 饱和，那么剩余的 10V 到 120V 将产生电流，就好像您将 DC 10V 施加到裸初级铜上一样，这可能在几十安培，具体取决于初级直流电阻。

所以我在写这篇文章时想出的最好的主意是使用电感，但它与微波变压器的铁芯是分开的。所以你基本上只需要一个高功率的线圈（可能是一个电机或另一个变压器），它就像一个自耦变压器，并以 60V/60Hz 或 80V/60Hz 的频率为你的变压器供电。同样，使用串联的第二个电感器比使用电容器要好得多，如果您发生错误的 L 和 C 值，则可能会产生具有巨大电流的 60Hz 谐振槽路电路，而使用电感器则没有这种风险。

显然，您可以使用吹风机的外部镍铬合金线降低电压，但是电阻会浪费功率，而电抗会限制交流电流而不消耗功率（除了功率因数问题，以及由于功率因数差而导致的大来回铜电流，电力公司可能会或可能不会向您收费（工业客户通常会因功率因数差而受到处罚，他们会应用功率因数校正电容器组，或以正确的速度和滑差驱动的 pfc 电动机/发电机以使其电感看起来像电容）。

电流与电压（容性或感性负载）异相 +90 或 -90 度不消耗功率 IVcos(phi)，如果您有超导体给您带来来自发电厂的电力，而不是铝和铜。）

但是，是的，使用单一设置构建您自己的自定义“自耦变压器”功率限制器，通常这意味着找到合适的电感器，例如电机或变压器，您的整个装备看起来就像一个降压自耦变压器。现在我也得去寻找这样的东西了。

PS。我刚刚测量了我的初级直流电阻，它小于 000.4 欧姆，低于我的米的准确范围，但是，是的，它在那里，如果你驱动核心超过饱和，它会涌出大量电流通过几乎为零的直流电阻铜。

通过 0.4 ohms 的 10V DC 是 25 安培，对于饱和后的部分 AC 周期（rms 110V 到 120V，顺便说一句，实际电压 (sqrt2)/2=0.707 系数更大，155V 峰值到 169V 实际，这意味着单个二极管整流电容器将在 120V AC rms（均方根）电源插座上充电至 169 DC 峰值电压，而不是 120V，很多人没有意识到这一点，并尝试在 120VAC 上使用 150V DC 额定电压，以防您尝试使用电容器)，并且可能会使地下室中的 20A 断路器或快熔保险丝跳闸，具体取决于它们的反应速度。

所以最好不要将更多的初级匝数缠绕在同一个磁芯上，而是限制外部的功率输入。（PWM 电机速度控制可能是另一种方式，如果你有一个 120V PWM 单元，除了谐波加热问题，如果它们是问题，我还没有读过。）