阅读所有内容太长了，所以这是短篇小说

从问题下的评论中，特雷弗说： -

我们认为上限是正确的。我们有 2x 15pf 接地。我们用的水晶就是这个

但是，链接的部分是一个 6 pF 设备（需要 2 x 12 pF 调谐）：-

所以，你可能使用了不正确的负载电容，下面（长话短说）是如何改变事情的......

先来点背景资料

下面的晶体模型是通过查看几个现成的 10 MHz 晶体提供的，然后形成一个“平均”等效电路。晶振的两侧是 CL1 和 CL2（负载电容）。与电路的驱动端 (V1) 串联的是 R1。所有这些组件确保晶体以写在锡上的频率“唱歌”：-

模型值导致精确为10,000,000.1403 Hz 的串联谐振。但是，永远不能在那个精确的频率下使用晶体；根据此图，它必须稍微“感应”地运行：-

让我们通过查看完整仿真的交流响应来继续讨论频率误差。

电容负载变化引起的晶体频率误差

该图显示了当电容负载以 5 pF 步长改变时的一些典型频率变化：-

这里重要的是 Vin（反相逻辑门的输出）与 Vout（反馈到反相门输入的信号）之间的相位变化为 180° 的频率。因为门是一个反相器，所以当相位变化正好是 180° 时，就会出现振荡。

在 2 x 20 pF 负载下，振荡频率为 10.00137 MHz。如果负载更改为 2 x 15 pF，则振荡频率变为 10.00165 MHz。这是 10 MHz 中 280 Hz 的变化，相当于 28 ppm。

你看到这里的问题了吗？

由于驱动电阻值的变化，也会发生轻微的变化

与负载电容器的变化相比，它的效果要小一些，但是，它是可以改进的效果。以上结果为 2 x 20 pF 负载。

门传播延迟可能会导致变化

不管晶体有多好，或者你选择它周围的元件值多么仔细，如果逆变器门的性能很差，你就会得到振荡频率误差，并且可能会出现过度的频率漂移。考虑 74AC04 逆变器： -

上升沿和下降沿引用的传播延迟数字通常约为 5 ns，但可能高达 10 ns。这意味着总输出延迟时间为 10 ns，并且考虑到我们正在查看 10 MHz 振荡器，10 ns 相当于增加 36° 相移。使用的电路类型可以缓解这种情况；我们以半线性方式操作栅极，输出 MOSFET 不会发生深度饱和，但可能会出现 20° 的等效相移。

这意味着加载的晶体电路只需产生 160° 的相位位移即可产生振荡：-

所以，基本上，如果用于将晶体变成振荡器的门有点片状并且漂移，你会得到更多的错误。好的，对于 32,768 kHz 晶振来说，这比 10 MHz 晶振的问题要小，因为门延迟代表了成比例地更小的误差。

但是，您仍然需要检查您没有使用真正糟糕的东西，因为错误可能很严重。

图片（和一些文字）取自我蹩脚的网站。

概括

• 获得正确的晶体负载电容 - 使用好的电容器并确保您了解栅极的输入电容和其他寄生电容。
• 确保您使用的是正确值的串联电阻。对于 32,768 kHz 晶体，这非常重要（不仅因为它可能会出错，而且因为你很容易用太大的功率损坏晶体）。
• 确保你有一个合适的振荡器门。

请问，人们在制作普通时钟时使用什么类型的水晶？

和

那么我们应该使用什么？一个 5ppm 晶体或一个 20ppm 并手动调整每一个？

在我看来，您需要观察上述内容并注意您可以将晶体调整为更高的初始精度。

关于负载电容差异的提醒

指向晶体的鼠标链接似乎说理想情况下负载为 6 pF，即由 2 x 12 pF 电容器而不是 2 x 15 pF 电容器形成。然后，您可能应该假设栅极输入具有 2 pF 的电容，并且由于 PCB 及其跟踪，器件两端可能存在 0.5 pF 的寄生电容。

总而言之，看起来您可能过度使用负载电容，而且很可能您的目标应该是 2 x 10 pF 而不是 2 x 15 pF。

还要仔细检查您的驱动功率，因为​​在 2 x 15 pF 的负载下，您可能会将过多的功率放入晶体中（数据中引用的驱动电平最大为 1 μW。

作为事后的想法，如果可以预见到设备运行与真实时间不同，那么您可以在软件中进行补偿。但是，您需要对此非常确定，以免它不是基于长时间的循环漂移。

如果您有合适的频率测量方法，您可以使用微调盖调整其中一个负载盖，以更接近理想值。但是，您将需要一些不改变频率的测量方法（您当然不能只将探头放在晶体引脚上）。

也许您可以找到一种方法来输出时钟的缓冲和分频版本，例如 8,192Hz。要将频率调整到每月 10 秒的容差，您需要 260,000 分之一，即大约 6 位数的分辨率。倒数频率计数器可以工作，或者您可以将其再除以 8,192（比方说），然后测量脉冲宽度到微秒左右的分辨率。第一个数字手表使用 LED 显示屏（按一个按钮显示时间），如果没有记错的话，还有一项专利，用于使用 LED 显示屏的多路复用频率作为光学输出进行校准（因为它是由硬件分频器派生的） ）。

或者（可能是我建议的选项）如果您可以承受更高的电流消耗（可能），您可以用一个已经修剪到足够精确的振荡器替换晶体。如果您在经销商中搜索 32.768kHz 振荡器，您可以找到几种可用的 TCXO（温度补偿晶体振荡器），例如具有 +/-3ppm 或 +/-5ppm 稳定性的 5uA SiT1566。如果您愿意重新设计以使用更高频率的振荡器并且不关心功耗，您可以获得非常严格的容差和低漂移 TXCO 振荡器，其精度和稳定性在低于 1ppm 的范围内（无烘箱）或更好的烘箱（ OCXO)。自然，成本和功耗会随着精度和稳定性的提高而增加，并且在某些时候微型原子钟模块进入游戏，但它们在 $1K 范围内。芯片级的更令人印象深刻，但进入了 5000 美元的范围。考虑到 +/-3ppm 圆柱形 32.768kHz 晶体的售价为 2-3 美分，对于可能 5000:1 的精度范围来说，这是 53dB 的成本范围。

那些过于昂贵（0.81 英镑 / 2k）瑞士 20 ppm Xtals。你可以花不多的钱（1.58 美元 3k）得到一个 <=5ppm 的晶体振荡器。不需要帽子。通过更多的搜索努力，您可以以相同的价格获得 1 或 2 ppm XO。但是您的预算和公差规格不清楚。

我之前高估了你不寻常的错误。

它很高，但不是愚蠢的高。2.5min/60m/24h/30d=误差= 58 ppm。 您的数据表说有几个加载选项（6.0 7.0 9.0 10.0 12.5）我不希望它们能够使它们成为每个，而是只是测试并分类到频率误差与负载 C 的箱中并以这种方式出售它们......

较低的 C 还降低了RTC上的驱动器电流，您可以获得带有XO的集成 RTC，以获得额外的报酬。

我将执行根本原因敏感性分析并验证所有假设，例如上限准确性。但你可能不会。

可以计算和模拟降低频率的灵敏度，而上限不需要相等。我将首先在输入上添加 50 pF，这会将负载提高到 12 pF，同时输出 15 pF 串联。这应该将 f 降低 30 到 60 ppm。

然后测量误差并对 Xtals(X) 进行采样并计算标准偏差和平均误差以计算 3 sigma 收益率。或使用过程能力计算“Cpk”。

它可以在测试板上快速完成。接地层增加了 EMI 保护和几个 pF。

如果不添加，对 Vdd 和系列 R 的灵敏度可能为 5~10 ppm。

这些天我看到的许多“简单数字时钟”都使用广播时间信号在更长的时间内保持准确。

虽然这需要一些额外的电路，但它不需要昂贵的振荡器。

或者，您可以校准每个时钟的频率偏移，因为稳定性通常比初始精度好得多（参见@TimWescott 的评论），但这对于批量生产的产品来说是禁止的。