答案是肯定的，也不是。我的意思是这取决于你需要对负载做什么。

对于简单且相对较慢的开/关切换，您可以这样做，前提是……

您的 MCU 具有足够的输出电平：大多数逻辑电平 MOSFET 的 Vgs 为 4.5V；通常在封面上，您会看到制造商吹嘘他们的 Rds 为 10V（标准电平）和 4.5V（逻辑电平）

你的 MOSFET 是所谓的超级逻辑电平，在这种情况下它的特征是 2.5V；甚至还有 1.8V 门级 MOSFET（通常用于低功率环境）。

请注意，您粘贴了 GPIO 端口的绝对值：出于此目的，这些值不像典型值那么有趣。在您的数据表表 17 上有答案。

确保您的最大 VOL 低于您的门阈值（以避免错误启动！）。MCU 上有 0.4 最大值，MOSFET 有 0.5 分钟，所以没关系。还要记住栅极下拉以确保当端口处于三态时（通常在复位期间）MOSFET 保持关闭。

对于 ON 条件，您需要检查 VOH。您的目标至少为 2.5V（MOSFET 数据表上的输出曲线说明了整个故事）。因此，MCU 上至少需要 3V 的电源。

注意表中的条件栏：规定值以 8mA 表示。CMOS 输出单元有些非线性（即它们没有精确的输出阻抗）。这个想法是您要求更高的电流端口将无法达到规定的性能。

对于当前，问题稍微复杂一些：您可能知道栅极端子基本上是一个电容器（当然，另一个端子是源极）。打开/关闭 MOSFET 只是对该电容器进行充电/放电（几乎：它是具有不同充电阶段的复合电容器）。

作为第一个近似值，您需要查看 Ciss（MOSFET 的输入电容）。在这种情况下，大约是 1.1nF。另一个有用的参数是总栅极电荷 Qg（它告诉您需要为栅极充电多少）

所以，回顾一下：

• 你有大约 2.5-2.8V 的 GPIO 可用；
• 你需要给一个 1.1nF 的栅极电容充电；
• 您可以使用大约 8mA 的电流；
• 当您在栅极中放置大约 18nC 的电荷时，MOSFET 就完成了开关（嗯，它之前完成了，但它被简化了）。

当然，要限制 GPIO 电流，您可以使用电阻器。请记住，空电容器几乎是短路，因此您需要将整个 2.5-2.8V 输出限制为 8mA。欧姆定律有帮助。

这就是一个简单、缓慢的 MOSFET 开关所需的一切（显然，请记住让电机感应退磁随心所欲）。在这种情况下，MOSFET （基本上）完全增强并作为 Rdson 电阻器耗散。

现在，对于 PWM，您有两个主要问题：

• 只有 8mA 的开关操作很慢。真的。理论上，您可以使用 RC 电路指数行为来确定切换时间。在这些天的实践中，您通常使用模拟器（通常基于 SPICE）来了解需要多少时间；这限制了您可以用于 PWM 的频率（请记住，您还需要对栅极放电以关闭 MOSFET，因此最小周期是时间的两倍！）

• 在换相过程中，操作点移动穿过线性区域，因此 Rdson 值不再有效。在这个区域中，Vds 很重要，功耗可能是一个问题（这些称为开关损耗）。当然，花费的时间越多，热量浪费的焦耳就越多。

损耗取决于电机所需的电流，但可以估算。你不能为静态（Rdson）损失做任何事情。可以减少开关损耗，更快地为栅极充电，即使用更多电流。然后你需要一个栅极驱动器，还有更多问题。您甚至可以在逻辑电平上使用栅极驱动器（如果驱动器在如此低的电压下工作）。

一个很好的介绍性应用笔记是 TI 的 SLUP169 Fundamentals of MOSFET 和 IGBT 栅极驱动器电路。

在这里获得一些数字的最简单方法是模拟晶体管。除此之外，您可以通过一些粗略的计算来弄清楚发生了什么。请注意，我使用了数据表摘录中的值，而不是实际链接的数据表（它们不同）。

将 MOSFET 栅极电荷 (Qg) 近似为理想电容器。请注意，此栅极电荷取决于 VDS 和 IDS，并且数据表选择了任意值。另请注意，栅极电容是非线性的，因此实际上是近似值，而不是解决方案。

$$C=Q/V = 3.1 nC / 4.5 V = 689 pF$$

假设串联一个电阻将电流限制为 GPIO 限制：

$$R_G = VDD_{IO}/I_{MAX} =3.3V/25mA=132\Omega$$ 将电阻增加到下一个可用的电阻大小，例如 150Ω。

将上升/下降时间近似为 RC 时间常数。这个假设没有很好地模拟开关行为，这只是为了得到一个粗略的数量级估计。使用 2.2 的时间常数会产生大约 10%-90% 的转换，这有点悲观。这还假设 GPIO 驱动强度在所有输出电压上都同样好。

$$T_{sw} \approx2.2 RC\approx3*150\Omega *689pF = 227ns$$

所以这不是超级快，但并不可怕。实际输出切换时间可能会更短。对于较低的 PWM 频率，我可能会进一步研究它。

查看 MOSFET 数据表中的图 1。这个图告诉你的典型值$V_{DS}$对于给定的值$V_{GS}$和$I_D$. 仅使用与$V_{OH}$为您的处理器。

验证 MOSFET 是否可以为您的负载提供足够的电流，同时保持足够低的电流$V_{DS}$.

如果您想估计微控制器可以多快切换 MOSFET 栅极，请使用 MOSFET 的典型总栅极电容和最小值 $I_{OL}$和$I_{OH}$为您的微控制器。给定平均电流和电容，您可以计算出估计的$\frac{dV}{dt}$. 如果您知道希望 MOSFET 栅极上的电压改变多少（$dV$，通常等于微控制器的电源电压）然后您可以计算出估计的$dt$.

您包含的参数，$V_{GPIO\_ABS}\,$和$I_{GPIO\_ABS}\,$是器件和封装的绝对最大额定值；这些参数在这里不相关。

GPIO 输出非常近似于驱动电流的电流源，该电流略小于 GPIO 引脚可以驱动到任一轨的短路电流。通常 GPIO 驱动程序具有相同的电流源和灌电流能力。栅极很好地近似于连接到源极的电容器。很容易确定压摆率，从而确定栅极电压（斜坡），以及 mosfet 开始导通的时刻以及完全开启的时刻。

通常，单个 MCU 输出没有足够的电流容量来足够快地打开和关闭低电阻 MOSFET，从而最大限度地减少开关损耗。如果您能负担得起比名义需要更多的可用 GPIO 引脚，那么并联多个引脚以增加有效电流是一个不错的策略。这需要向 MCU 添加电源引脚。这是通过将“虚拟”GPIO 输出连接到 GND 和 VCC，并将它们分别驱动到 0/1 逻辑状态来完成的。这些输出为驱动 MOSFET 栅极的相邻驱动器提供了额外的并行电源路径。并行电源路径引脚将与驱动栅极的输出引脚交替使用，以降低 I/O 电源环电流。

此技巧可用于提供比其他方式可实现的更高的组合 GPIO 电流，即使超过绝对最大总引脚电流，也不会对芯片造成过度压力。

这只有在特别注意表征此类操作并确保 I/O 电源环不会被此类电流损坏时才可行。这种恶作剧在大批量低成本产品中是有意义的，尽管研发费用较高，但尽可能将责任转移到 MCU 上可以节省成本。对于小批量产品，如果您有任何疑问，只需使用栅极驱动器。会便宜很多。