如果添加到零件清单中的每个组件都有成本，或者空间受到严格限制，则可以使用“简单”的双电阻偏置电路。将简单偏置电路与 4 电阻偏置电路进行比较：

电路简单的优点：

• 简单的直流偏置，零件数量少
• 分流反馈电阻器提高了线性度
• 如果存在无功源和负载，则不太可能发生振荡

电路简单的缺点：

• 不同晶体管的直流工作点不太稳定
• DC 偏压的温度稳定性较差
• 由于分流反馈，输入阻抗低
• 分流反馈会降低可能的最大增益。（对于射频，可能是件好事）
• 分流反馈降低了输出到输入的隔离

描述符

• 共发射极 NPN
• 用于射频放大的交流耦合输入和输出
• 直流自偏置
• 负反馈高增益 (30dB) 电压放大器

特征

• 低输入阻抗接近匹配天线阻抗以实现最大功率传输（对于 VHF？）

• 由于增益过大 NFB（负 FB），输出阻抗略低（~ Rc 的 80%）

• 高增益 ~ Av=160~200 无负载天线源阻抗

• AC 的低 Av 增益灵敏度，适用于具有宽变化 (3:1) 的高 hFE

  • hFE 的增加提高了 Ic，降低了 Vce，从而降低了 Ibe，从而减少了 Vce 从 Rcb 负反馈的摆动。

• 相当恒定的功耗 40 ~ 60 mW（由于 hFE >70 的 Vbe 反馈）

• Vce 可承受宽 hFE 变化，输出摆幅远小于 9V

• THD 或 IMD 的线性度优于 H 偏置

共同的想法

这两个数字是对偶的；他们提出了相同想法的两种可能的实现方式——负反馈。它们是运算放大器反相（跨阻）和同相放大器的晶体管模拟。实际上，两者都是反相的，因为晶体管是从基极一侧驱动的，但与运算放大器电路的相似之处在于施加负反馈的方式。

实现

反相配置

在这种情况下（图 1），在晶体管和运算放大器电路中，输入电压和输出（集电极）电压通过两个电阻器（R1 和 R2）“并联”施加到晶体管输入端（基极-发射极电压）或运算放大器反相输入。

R1为输入电压源的内阻或串联的附加电阻；R2 是连接在集电极（运算放大器输出）和基极（运算放大器反相输入）之间的电阻。一位大学教授（但不是我：）会很有启发性地说这是一个电压分流负反馈。

手术。在图 1 中，当输入电压增加时，基极电压也会尝试增加。但是晶体管“感知”到这种变化并开始降低其集电极电压以恢复基极电压。结果，基地出现了一个“虚拟地面”；因此该电路具有低输入电阻。这就是著名的米勒效应。

由于基极的虚拟接地，就像在运算放大器反相配置中一样，交流增益由比率 R2/R1 确定。没有 R1 时，没有反馈，增益最大（gm*Vin）。

“同相”配置

在这种情况下（图 2），在晶体管和运算放大器电路中，输入电压和输出（发射极）电压“串联”施加到晶体管输入（基极-发射极结）或运算放大器差分输入。大学教授会说这是一个当前的系列负面反馈。

手术。在图 2 中，当输入电压增加时，基极电压也会尝试增加。但是晶体管“感应”到这种基极-发射极变化并开始增加其发射极电压以恢复基极-发射极差异。结果，发射极电压跟随基极电压，它们之间的差异几乎为零 (VF)。基极电流（几乎）没有变化……基极和发射极之间出现“虚拟高电阻”；因此电路具有高输入电阻。这是米勒效应的另一个（双重）版本，称为“自举”。

输出。让我们用 R1 表示发射极电阻，用 R2 表示集电极电阻，以与图 1 进行比较。如果我们使用发射极电阻两端的电压 VR1 = Vin 作为输出，这将是一个射极跟随器。但是我们在集电极中连接了另一个电阻……并使用它两端的电压降 VR2 作为输出。两个压降连接起来，就像通过“电传输” I. 所以 VR2/R2 = VR1/R1 = I、VR2/VR1 = R2/R1 和 VR2 = VR1.R2/R1 = Vin.R2/R1。因此，输出电压 VR2 可以小于、等于或高于 VR1 (Vin)……我们使用后一种情况来获得放大器。更准确地说，我们使用它的 Vc 对 Vcc 的补码，因为它是接地的。

获得。解释为什么增益只有 R2/R1 而不是 R2/R1 + 1 很有趣。原因是，与运算放大器的非反相配置相比，输入电压不包括在输出电压中。

“反相”分压器。因此，这是“R1/R2 分压器”的一种特殊情况，其中输入电压仅施加在 R1 上，输出电压通过 R2，而在经典的“R2/R1 + 1 分压器”中，输入电压电压加在整个电阻 R1 + R2 上，输出电压加在 R1 上。这个技巧是在负反馈的帮助下实现的。