基带接收信号可能同时具有同相和正交分量；换句话说，接收信号的复包络是复数（不是实数）。

这很容易看出。假设发射信号是同$s(t) = x(t)\cos(2\pi f_c t)$，其中$x(t)$是实际基带信号。

现在考虑无线信道。让我们假设一个没有反射的视距通道，只有一个延迟$\Delta$和一个完全同步的接收器。接收到的信号是

$$r(t) = x(t)\cos(2\pi f_c + \phi),$$ 假设$x(t-\Delta) \approx x(t)$（这在很多情况下是合理的，因为$x(t)$相对于传播延迟变化​​非常缓慢）。

在正交接收器的输出端，我们分别在同相和正交分支中， 换句话说，信道中的延迟会在接收到的载波中产生相移，从而使其在I 和 Q 分支。因此，的复数包络线是复数。

$$\begin{align} r_I(t) &= \text{LPF} \{ x(t)\cos(2\pi f_c t + \phi)\cos(2\pi f_c t ) \} \neq 0, \\ r_Q(t) &= \text{LPF}\{ x(t)\cos(2\pi f_c t + \phi)\sin(2\pi f_c t ) \} \neq 0. \end{align}$$ $r(t)$

现在，可以说接收器的同步器将抵消载波中的相移，对于这个简单的通道来说确实如此。但是让我们考虑一个稍微现实一点的通道，只有一次反射： 由于反射信号通过的路径比 LOS 信号更长，因此每条路径都会引入不同的相移。假设接收器校正了 LOS 路径中在反射路径中仍然存在相移，因此您将在 I 分支中获得部分接收信号，并在 Q 分支中获得部分接收信号。$\phi$

$$r(t) = x(t)\cos(2\pi f_c t + \phi) + \alpha x(t)\cos(2\pi f_c t + \theta).$$ $\phi$$\theta$

总结：一般来说，通过无线信道，传输信号的 I 和 Q 分支将“扩散”到接收信号的 I 和 Q 分支中，其数量取决于每条路径中的延迟。作为推论，实际基带信号将作为复基带信号被接收。

下面是给MBaz的正确好答案添加一个图形直观的视图：

为信道的基带等效项设置复系数的动机归结为：

如果我们要求将信道表示为具有频谱不对称性（将载波置于 f = 0 并将相对于载波的频谱视为正频率和负频率），不对称意味着正频谱独立于负频谱 - 然后我们必须使用复系数来表示这种表示。

更多详情：

通道的系数代表通道的脉冲响应（就像一个滤波器，一个“通道”可以被认为是一个滤波器）。信道的频率响应是脉冲响应的傅里叶变换。真实信号的傅立叶变换将具有复共轭对称谱（正频谱是负频谱的复共轭 - 因此它们是相关的并且冗余地表示相同的事物）。为了不具有这种对称性，脉冲响应必须是复杂的。就是这么简单。

实际上，我们通过任意通道传输时看到的失真通常不会方便地在我们的波形上产生平衡的响应。举个简单的例子，随着频率的扩展，我们的等效基带频谱可能会增加损耗；一旦我们将信号从载波频率移动到直流；在负半光谱中具有比上半光谱更高的分量。更典型的是具有频率选择性衰落，其中在频谱上会有任意的下降和零点，而不管哪一半是正的还是负的，这意味着失真本身极不可能保持我们只需要有实系数的对称性。

我们可以将上方的“0”移动为任何载波频率，而不会改变波形的任何特征（这就是我们在上变频、下变频或频率转换波形时所做的事情。）当波形以0 如上所述，这将需要不对称频谱来表示相同的频谱形状，否则在任何其他载波频率上都是真实的，因此我们将需要使用复数来表示基带处的波形（称为复等效基带) 除非光谱在载波处是复共轭对称的。

欧拉公式和下图有助于使其更直观。考虑欧拉公式如何表示（实）余弦如何分解为复共轭对称（以相同速率和相反方向旋转）的正频率和负频率：

$$2\cos(\omega t) = e^{j\omega t} + e^{-j\omega t}$$

只要表示的两个相量大小相等且相位相反（这是复共轭对称的意思），那么虚项将在两者的总和中抵消，剩下的就是永远留在实轴上的. 如果我们打破这种对称性，那么总和将包括虚部，结果很复杂。