TL;DR 使用 BJT 进行线性操作，而不是 FET

大多数 FET 没有针对 DC 的安全工作区 (SOA) 进行评级。双极结型晶体管（BJT）是。

如果您检查任何 FET 的 SOA 图，您会发现一组持续时间为 1 µs、10 µs、1 ms 等的脉冲曲线，但很少有 DC 曲线。如果您愿意，您可以尝试推断“靠近 DC”，风险自负。这意味着制造商不愿意给出直流操作中允许多少耗散的数字。

人们常说 FET 可以很好地并联，因为它们具有正电阻温度系数。当它们变热时，它们的电阻增加，因此热的电流会减小，并且情况稳定。FET 内部由多个并联单元组成，因此它们也可以共享，对吗？错误的！

它仅用于电阻温度系数。场效应管还有另一个温度系数，即阈值电压的温度系数，它是负的。随着 FET 升温，在恒定栅极电压下，它会消耗更多电流。当栅极电压非常高时，使开关 FET 饱和，影响很小，但当电压下降到阈值附近时，效果非常强。当一个电池升温时，它的电流会增加，所以它会升温一些，并有可能发生热失控，即一个电池试图通过设备占用整个电流。

这种效果受限于两件事。一是如果没有受到不均匀的加热，模具往往会以相同的温度开始。因此，不稳定性的增长需要时间。这就是为什么短脉冲比长脉冲使用更多功率的原因。第二个是芯片上的热导率，它倾向于使芯片上的温度均匀。这意味着不稳定性增长需要某个阈值功率电平。

BJT 制造商倾向于在这个功率水平上给出一个数字，但 FET 制造商没有。可能是因为 DC SOA 级别在 FET 中的“标题”功耗中所占的比例要小得多，因此将其拼写出来会很尴尬。可能是因为在线性操作中，FET 的许多优点都消失了，只值得将 BJT 用于任何特定的功率水平，因此没有商业动机让他们有资格使 FET 用于直流使用。

BJT 可以具有大面积稳定结而 FET 没有的部分原因在于它们的工作方式。BJT 的“阈值”，即 0.7 VV _be，是材料的函数，并且在整个大芯片中非常一致。FET 的阈值取决于薄栅极层的厚度，这是一个制造尺寸，定义不明确（您知道数据表中 FET V _gsth的规格有多宽！）因为两个大扩散之间的微小差异脚步。

也就是说，有些 FET 具有直流使用的特点。与交换优化的兄弟相比，它们很少而且相差甚远，而且非常昂贵。他们将进行更多的测试和认证，并使用不同的工艺，牺牲低电阻和其他一些有益的 FET 特性。

如果您想要低基极驱动电流，请使用达林顿晶体管。考虑到您将线性操作它，额外的 0.7 V min V _{ce在很大程度上无关紧要。}

如果您仍想使用开关 FET 进行 DC 操作，请坚持 5% 到 10% 的总体功耗。你很可能会侥幸逃脱。

Janka 在评论中提出了一个有趣的问题，“IGBT 怎么样？”。根据这个应用说明，No detailed characterization of IGBTs as linear amplifiers has been carried out by IR, given the limited use of IGBTs in this type of application.

NGTG50N60FW-D 数据表中的 VI 图

显示了 9.5v \$V_{GE}\$ 下的典型拐点，它表征了热不稳定性，在 8v 下，温度从 25C 升高到 150C 会​​导致集电极电流增加三倍，这听起来相当不稳定。

然而，SOA 图

确实有一条直流线，该线的功率刚刚超过 200 瓦，这是该设备的主要功率。他们是否恰当地描述了它？

IGBT 不需要电流来驱动它，但确实需要比 Darlington 需要的基极电压更多的栅极电压，因此可能更容易驱动，也可能更不容易驱动。目前，在这种操作模式下，我还没有找到任何关于 IGBT 的确切信息。

不幸的是，现代功率 MOSFET 在线性区域以高功耗运行时会失效。

只要漏极电流随温度升高而降低，MOSFET 就可以安全地用于线性模式。

大多数 MOSFET 都有一个交叉点，低于该交叉点可能会出现热失控，高于该点则不会。对于非常“好”的低 Rds(on) 低 Vth MOSFET，这种交叉发生在非常高的栅极-源极电压和漏极电流下。如果您查看“最差”的 MOSFET，则有些 MOSFET 在如此低的功率下具有电荷载流子主导区域，这无关紧要。例如 IRFR9110 在所有 Id > 1A 时都是安全的

它的 Rds(on) 为 1.2 欧姆，但如果您要在线性模式下使用它，那根本不重要！

保持安全的另一种方法是保持足够低的功率。功率 MOSFET 由许多并联单元组成，这些单元在（安全）迁移率主导区域中均等地共享电流，但在（不安全）电荷载流子主导区域中则不然，因为更热的单元会占用更多电流，因此会变得更热。幸运的是，这些电池的热耦合非常好，位于同一个芯片上，因此如果以足够低的功率运行，芯片温度将不均匀，但不会超过限制。

NASA 论文：https ://ntrs.nasa.gov/archive/nasa/casi.ntrs.nasa.gov/20100014777.pdf

更具可读性的 OnSemi appnote：https ://www.onsemi.com/pub/Collat​​eral/AND8199-D.PDF

MOSFET 在线性模式下可以正常工作，但需要格外小心，因为 MOSFET 不一定会以均匀的方式分配电流。这是来自OnSemi (fairchild) 的应用说明，解释了一些这种行为 - 并试图销售更新的设备。

这个问题将表现为明显安全工作区域的故障，尤其是在传统的逻辑电平沟槽 FET 中。较旧的平面功率 FET（IRF / Infineon 这样做）和一些较新的类型在线性模式下工作良好。不过，平面功率 FET 的导通电阻与裸片尺寸的关系往往很糟糕。

使用具有有限栅极（或基极）电压的晶体管将使它们限制电流，这将在晶体管上引入显着的电压降，导致其耗散能量。这被认为是不好的，浪费能源并缩短组件的寿命。

当晶体管打算用作开关时，这很糟糕。如果您打算在线性模式下使用它，那么它就是预期的操作模式并且非常好。但是，为了不损坏它，必须遵守一些条件：

1) 最高芯片温度，即功率 x Rth

Rth 是“从芯片到空气的热阻”，它是热阻的总和：

• 接线盒，参见数据表，取决于部件的内部构造方式
• 外壳散热器，取决于 TIM（热界面材料、油脂、silpad 等，是否绝缘），还取决于 TIM 的表面积（像 TO247 这样的大封装比 TO220 多很多，所以它会有较低的 Rth)
• heatsink-air 取决于散热器尺寸、气流、是否使用风扇等。

对于低功率（几瓦），您可以使用 PCB 接地层作为散热器，有很多方法可以做到这一点。

2）安全工作区（SOA）

这是你的晶体管爆炸的地方。

当在线性（非开关）模式下运行时，BJT 和 MOSFET 在热时会在相同的 Vgs（或 Vbe）下传导更多的电流。因此，如果在裸片上形成热点，它将传导比裸片其余部分更高的电流密度，然后该热点将加热更多，然后占用更多电流，直到熔断。

对于 BJT，这称为热失控或二次击穿，而对于 MOSFET，则称为热点。

这在很大程度上取决于电压。热点在硅芯片上以特定的功率密度（耗散）触发。在给定的电流下，功率与电压成正比，因此在低电压下不会发生。这个问题发生在“高”电压下。“highish”的定义取决于晶体管和其他因素......

众所周知，MOSFET 对此完全免疫，“比 BJT 更坚固”等。这对于像平面条纹 DMOS 这样的旧 MOSFET 技术是正确的，但对于像 Trench 技术这样的开关优化 FET 则不再如此。

例如检查这个 FQP19N20，数据表第 4 页图 9，“安全工作区”。请注意，它是为 DC 指定的，图表顶部有一条水平线（最大电流），右侧有一条垂直线（最大电压），这两条线由一条对角线连接，提供最大功率。注意这个 SOA 是乐观的，因为它在 Tcase=25°C 和其他条件下，如果散热器已经很热，当然 SOA 会更小。但是这个晶体管可以在线性模式下工作，它不会热点。良好的旧 IRFP240 也是如此，它通常用于音频放大器并取得了巨大的成功。

现在看看 τεκ 发布的链接，它显示了 SOA 图表，右侧有一条额外的线，向下倾斜非常突然。这是发生热点的时候。您不想在线性设计中使用这些类型的 FET。

然而，在 FET 和 BJT 中，与最大电压相比，热点需要较高的电压。因此，如果您的晶体管始终具有几伏的 Vce 或 Vds（在这种情况下应该具有），那么就不会有问题。检查晶体管 SOA。例如，您可以使用基于运算放大器的电流源，但根据运算放大器的输入失调电压，您会在低电流下遇到同样的问题。

更好地解决您的问题...

^{模拟此电路- 使用CircuitLab创建的原理图}

左侧：您可以对一个 FET 或另一个进行 PWM 控制。不同的漏极电阻决定了最大 PWM 设置下的电流。当左侧 FET 的 PWM 达到零时，您可以继续减小另一个 FET 的 PWM。这使您可以更好地控制低光强度。

它基本上就像一个具有位权重的 2 位功率 DAC，您可以通过选择电阻值来调整它（您应该根据需要调整电阻）。

在右侧，这是相同的，但连接为电流吸收器的 BJT 可在低强度下提供模拟控制。

我建议使用左边的那个，因为它是最简单的，而且你可能已经拥有了所有的部分。

另一个好的解决方案是使用具有可调平均电流的开关恒流 LED 驱动器。这是高功率 LED 的最高效率解决方案。但是，如果您驱动 LED 灯条，这对效率没有多大帮助，因为 LED 灯条中的电阻器仍会烧电。