我已经说明了上面的答案和评论中所说的大部分内容，并通过我的一些想法对其进行了扩展。

1.复合晶体管。以这种方式连接的npn和pnp晶体管形成复合npn晶体管T（蓝色）。我们可以将这种组合视为一个“弱”npn晶体管，由一个更强大的“兄弟”“帮助”，或者就等效电路而言，是两个并联的电流源。再多一点想象力，它可以提醒Howland 电流泵，其中另一个“帮助”电流源与不完美的输入电流源并联......就像一个INIC 负电阻......

2.“发射者”追随者。一旦接受它只是一个晶体管，我们就会看到它连接在众所周知的射极跟随器电路中。它通过负反馈原理（小方框图）复制负载 RL 上的输入电压 VIN，如下所示：

输出电压 VE 以可能最简单的方式与输入电压进行比较 - 通过串联相反的两个电压源。因此，它们的电压根据 KVL 减去......并将结果应用于放大器输入（基极 - 发射极结）。请注意，比较的电压是接地的，而出现结果的输入是浮动的。因此减法器（框图中的黄色部分）是免费制作的；它只是一个循环......一根电线......

当我们通过移动电位计滑块来改变（例如，增加）输入电压 VIN 时，Sziklai 晶体管 T 会对这种“输入干扰”做出反应。它开始增加通过负载 RL 的“发射极”电流，并相应地增加其两端的输出电压 VE，直到达到平衡（VBE 低于 VIN）。粗略地概述了这种称为“发射器退化”的负反馈机制。

3. 有源二极管。现在让我们尝试看看另一个（内部）负面反馈。请记住利用双重负反馈的所谓“有源二极管”。在那里，输出（集电极-发射极部分）与输入（基极-发射极结）并联；这只是一个集电极连接到基极的晶体管。

所以我们可以注意到，在 Sziklai 配置中，输出晶体管的集电极和基极之间存在这样的连接（负反馈网络）......这是第一个晶体管的集电极 - 发射极部分。事实证明，当输入晶体管接近饱和时，它将充当反馈网络（就像一根电线），将集电极电压变化传送到基极。由于这种负反馈，输出晶体管将永远不会饱和（将永远处于活动模式）。

当然，在这个射极跟随器应用中，输入晶体管永远不会饱和......但在其发射极牢固连接到固定电压（共发射极级）的其他应用中，它可能会饱和......

¨Q3 推动通过 R2 的电流大约是 Q3 的电流增益乘以 Q3 的基极电流。

Q3 的基极电流是 Q6 的集电极电流，大约是电流增益乘以 Q6 的基极电流。

Q6的基极电流取决于Q6的基极和Q6的发射极之间的电压差。

Q6 发射极的电压取决于 Q3 流过 R2 的电流量。这就是 Q3 的集电极电流如何通过两个晶体管（反馈回路）影响自身。在低频时，反馈为负，Q3 集电极的电压将跟随输入到 Q6 基极的电压。

这个电路的应用思路是做一个升压的射极跟随器（搜索射极跟随器，它是最基本的晶体管应用之一）。通过添加另一个晶体管来增强单个晶体管射极跟随器，在您的情况下，额外的组件是 Q3。结果就像单个晶体管射极跟随器包含一个非常高的电流增益晶体管，有效电流增益可以是数千或数万。

不幸的是，晶体管的非理想性使电路行为变得复杂。一个例子：

NODE2 的输出电压应跟随输入电压，相差约 0.6V。输入电压（蓝色）从 +6V 下降到 +4V 作为 -2V 阶跃。可以预期输出电压（黄色）应该下降同样多，但由于晶体管的缓慢而出现斜坡。取而代之的是，人们可以在预期的下跌之前看到一个向上的短暂峰值。

我在示波器上也看到了同样的情况。我必须承认，应用快速脉冲是一时兴起，无意用多级反馈放大器放大快速脉冲，所以这个例子只是理论上的。

如果晶体管可以处理如此高的频率，以至于晶体管内部的布线（电感、电容）和结电容一起导致如此多的相位滞后以致反馈开始为正，则会发生高频振荡。如果有长的不匹配的信号电缆或电路建立在面包板上，这很容易发生。

一个例子：

曲线是电阻上的电压。该电路以 LC 电路的谐振频率振荡。没有有意的射频谐振反馈电路，只有长输入信号线才有可能。由于 NPN 晶体管 BE 结中的损耗是谐振电路的有效限幅器，因此振荡幅度不会达到全电源电压宽摆幅。

添加由于评论（开始转向尝试查找错误并因此部分删除）

达林顿射极跟随器也是一个 2 级反馈放大器。那里的反馈路径不像 Sziklai 对那样明显，其中存在从负载到 NPN 晶体管发射极的导线。发射器可以看作是第一放大级的第二输入。

在射极跟随器中，输出端子与晶体管的第二个输入相同，不需要电线，但效果是=反馈，正如其他人试图用方程式显示的那样。输入电流取决于输出电压。达林顿对射极跟随器有 2 个级联的射极跟随器。输出电压也会影响第一个晶体管的输入电流，因为这取决于第二个晶体管的基极电压，该电压是第二个晶体管的 BE 结的输出电压和电压降之和。

使用无功输入电路，达林顿对射极跟随器会像 Sziklai 对一样振荡：

Sziklai 对（也称为互补反馈对或 CFP）是电流反馈运算放大器的最简单（可能也是最容易被误解的）形式。

Q1 是输入级（即，通常反馈回路原理图中的“减法器”）。无论驱动它的电路如何，它的基极 b1 都保持在输入电压 v(b1)。

电流反馈通过 Q1 发生。如果输出电压 v(out1) 相对于输入电压 v(b1) 太低，Q1 集电极电流会增加。如果 v(out1) 太高，Q1 集电极电流会减小。所以我们的“输入级”确实有一个正输入（Q1 基极 b1）、一个负输入（Q1 发射极 out1）和一个输出（Q1 集电极电流）。它还内置了一个 Vbe 偏移电压，但仅在 DC 时重要，不用于分析 AC 反馈回路稳定性，也不用于计算输入/输出阻抗等。

正输入是高阻抗，负输入是低阻抗，这是电流反馈“运算放大器”的定义标准之一。相比之下，电压反馈运算放大器在两个输入端都具有高输入阻抗。

在小信号中，Q1 的输出（其集电极电流）为$g_m ( v_{b_1} - v_{out_1} )$gm 是 Q1 的跨导。

Q2 根据其电流增益 hFe 放大 Q1 的集电极电流，并在节点 out1 输出该电流。因此，这个双晶体管电路的输出是一个电流，它是 Q1 的 Ie 和 Q2 的 Ic 之和。

然后，负载R11将输出电流转换成输出电压，从而闭环连接到负载。

所以我们的反馈循环是：

v(out1) -> 通过 Q1 的电流反馈 -> Ic(Q1) -> Q2 -> Ic(Q2) -> 负载 -> v(out1)

注意我添加了电阻 R12，它增加了通过 Q1 的电流。这会增加它的 gm（因此是环路增益）并使其更快地关闭 Q2。

现在，我刚才是不是说我们输入级的负输入（Q1 的发射极）将电压作为输入，而这个东西是电流反馈运算放大器？当然！因此，让我们在精神上将 Q1 分为两部分：在下面的示意图中，Q1 现在是具有无限跨导、无限增益等的理想双极晶体管，而 R13 是其内部发射极电阻，为 1/gm，或在 2mA Ic 时约为 13 欧姆：

然后更容易看到反馈是通过通过 R13 的电流完成的。但是 R13 在我们的印刷电路板上并不作为电阻存在，它在晶体管内部，就像这个示意图上的节点“e”一样。我们输入级的实际负输入引脚是Q1的发射极，即节点out1，它以电压为输入。

该电路非常简单且令人头疼。

请注意，如果需要，您可以在 Q1 上添加一个发射极电阻。它将与其内部发射极电阻串联，从而降低其 gm，从而降低环路增益，并且该电阻与用于将电流反馈运算放大器连接为单位增益跟随器的反馈电阻具有相同的作用：

（请注意，此图中的运算放大器与电压反馈运算放大器具有相同的符号，后者不需要电阻器，这可能会造成混淆）。

...如果您希望当前反馈运算放大器的增益为 2，您也可以这样做：

R11 是负载，R14-R15 是反馈网络，“e”是“运算放大器”的负输入……输出电压 v(out1) 大约是输入电压的两倍（以大量偏移为模）。

而且...我们可以把它变成电压反馈运算放大器吗？当然，我们必须添加一个缓冲器来使负输入（现在是 Q3 的基础）高阻抗。左边那个看起来像一个粗制的运算放大器，右边那个有很大的偏移，但使用相同的电压反馈原理。

LvW 编辑：

这是一个简化的电流反馈运算放大器，具有准轨到轨（共发射极）输出级。它只是发烧友的“实用”电路，因为它已经被剥夺了许多有用的东西，例如具有良好的开环增益、补偿等......并且它没有偏置控制，因此除非输出晶体管是横向的，否则会发生热失控场效应管😁

Q4/Q5 偏置输入级 Q1/Q3，其通过电阻器 Rf 在电流反馈中运行。这是与许多电流反馈运算放大器设计相同的“菱形”输入结构。然后 Q2/Q6 提供电流增益。具有真正共发射极轨到轨输出级的真正运算放大器当然会更复杂，但这基本上是这个想法：Q1/Q2 和 Q3/Q6 是两个 Sziklai 对。移除其中一对，例如 Q3/Q6 回到原来的 sziklai 并且使输出无法吸收电流，但它仍然是一个 CFB 运算放大器......

作为一个基本示例，该图显示了由发射极电阻 RE引起的反馈回路，它实现了电流控制的电压反馈（并且是 BJT 电压控制的各种证明之一）。

该框图只是对跨导 gm=d(Vbe)/d(Ic) 的电压驱动 npn BJT 的基本公式的简单可视化。请注意，此可视化假设 Ie=Ic - 但是，可以从 Ie 中减去 Ib 进行扩展。但这不会改变反馈回路​​。

Darlington 对以及所示的 Sziklay 组合可以被视为另一个单个 npn BJT - 当然，具有修改的参数。