没错，相干带宽是延迟扩展的频域对应物。

然而，为了实现跨天线的分集，天线之间的间距“相对于环境”很重要。让我再解释一下。在用户移动电话中，您通常会发现天线之间的波长分离顺序足以在它们上产生独立的衰落。然而，在基站中情况并非如此。通常在基站，天线之间的间隔必须是 10 秒的波长数量级。为什么这样？因为靠近地面的用户设备看到的散射环境要丰富得多，足以引起一个波长内的相位变化。然而，在基站（通常位于高空），散射环境不是那么丰富，因此需要更多的分离。

因此，要研究独立衰落与天线分离的影响，可以使用该方法来查看其他天线是否看到相同的相干带宽。每当部署新频率时，它都是信道分析的一部分。

查看您发布的方程式，似乎$l$是变量$N_p$多路径，对于每条路径，都会有一个恒定的延迟$\tau_l$, 衰减$\alpha_l$，载波中的多普勒频移$\nu_l$, 接收器的到达角$\mathbb a_{\mathbf R}$和传输出发角$\mathbb a_{\mathbf T}$. 这两个角度都取决于天线阵列配置。

在 3 维通道模型中，我们需要一对角度来描述进入（到接收器）或离开（发射器）的方向。这就是为什么你看到$\theta, \phi$与两个角度相关的对$\mathbb a_{\mathbf T}$和$\mathbb a_{\mathbf R}$

每条路径一个时间常数衰减$\alpha_l$每条路径有一个时间常数延迟$\tau_l$，将模型与相干带宽相关联，这将是信道延迟扩展的倒数。而且，延迟传播取决于这些$\tau_l$.

与您之前的问题（为什么多路径信道在相干带宽内具有线性相位？）相反，仅考虑延迟扩展，mmWave 中的相干带宽可能不相关。如果您看到参考文献的 eq (7)，则$H$有来自所有的贡献$N_p$路径，即使通道被称为窄带（平坦衰落）。在参考文献的 eq (15) 之前都是如此。总而言之，相干带宽不仅取决于信道延迟扩展，还取决于阵列转向矢量。这是因为，即使延迟扩展相同，天线的简单方向变化也会改变信号的相位。但是这个模型对于实际目的来说太复杂了。在现实世界中，在波束成形之后，您可以训练方向以获得单个强抽头通道。因此，在参考文献的 eq (16) 中，您看不到$N_p$路径。他们简化了模型并考虑了由于波束成形而导致的单路径。这仍然不能完全回答您的问题（转向阵列矢量对相干带宽的影响），但出于实际目的，您可以使用 eq (16) 的模型。这篇论文的参考文献 36 也是一本不错的读物。