该电路是一个电容倍增器，旨在消除“脏”稳压电源中的纹波。从输出端看到的电容值是从发射极和基极看到的电容的倍数（不完全是 beta 倍）。
在其更“通用的形式”中，它允许通过分压器重新调整输出电压，如下所示：

在这里，我在 9V 输入电压上添加了 0.2 Vpp 50 Hz 纹波，得到了 6.3 V 输出，仅叠加了 0.5 mVpp 纹波（这是我多年前所做的旧模拟）。这是从启动开始的模拟结果：

如您所见，输出电压基本上是一条平线。在您的电路中，二极管添加了极性反转保护，因此根据提供的电流，您会看到较低的电压。

单个电阻器版本
_{（在阅读其他答案和评论后进行编辑）}为了解决带有 R1 和 R2 的乘法器与您的设计之间的差异，请注意，电容器在您的设计中也会在其端子上看到一个电阻。这是从晶体管基极看到的电阻。这足以使晶体管不饱和（只要纹波很小，通常情况下）。

这是一个 6.3V 输入的仿真，纹波为 0.2 Vpp @ 50 Hz，负载为 220 ohm；我还添加了一个肖特基二极管作为极性反转保护，并使电压几乎正好达到 5V。

请注意，此设计高度依赖于 RL 的值，因为设定点取决于由 R1 和（基本上）β 倍 RL 构成的隐式分压器。

正如在另一个答案中所注意到的，该电路需要一些时间才能达到其稳态值，因此除了纹波抑制外，它还增加了软启动功能。这可能是您电路的预期功能（甚至是预期功能）。t=0 的模拟表明：

但即使使用单个电阻，如果负载足够低（稍后将详细介绍）并且纹波相当小，电容倍增器仍然可以很好地用作纹波抑制电路。这是启动几秒钟后相同模拟的输出：

波纹基本上可以忽略不计且完全对称。此外，晶体管甚至不会接近饱和，Vce 始终高于 1V。

为什么是“电容倍增器”？
_{（在阅读其他答案和评论后编辑）}从负载的角度来看，电容似乎乘以因子K。当然，电容器的物理尺寸并没有变大，其储能容量也没有变化。该电路的作用是提高负载中的电流，以便在输出中复制的电容器电压（负 Vbe）不需要像必须由电容器提供电荷那样变化。为了表明，在适当的条件下，转角频率相对于无源 RC 滤波器降低了，下面是两个并排的电路：

（我使用了一个理想晶体管，以免打扰它的寄生电容。）
现在，负载是理解转角频率变化的关键：简单的 RC 电路被 RL 重载，以至于稳态输出电压为大约百分之一的输入电压（即大约 40 dB 衰减）。时间常数为 (R1//RL)*C，该电路的转折频率约为 160 Hz。
现在，升压电路并没有衰减那么多。电容器的负载为 RL 值的 beta + 1 倍，对于 100 的 beta，等效负载约为 1 kohm；这使稳态电压达到 Vin 值的一半，即衰减 6 dB。时间常数相应地增加到 (R1//(beta+1)RL)*C，因此转角频率下降到大约 3 Hz。超过 50 倍。

在上面的波特图中，无源电路的响应以蓝色绘制，而电容倍增器电路的响应以棕色绘制。从负载的角度来看，就好像电容增加了五十多倍。如果我们绘制具有 50+ 倍电容的无源电路的响应，我们会得到一个显示 R1-RL 分压器衰减的波特图，但其转角频率与电容倍增器相同（低于 40 dB）。

为什么是加载键？嗯，RL 越大，所需的电流越少，电流升压就越不重要。随着负载越来越大，“乘法”效应越来越小。因此，例如，如果我们将负载增加到 RL = 100k，电容甚至不会注意到负载的差异，实际上无源电路和升压电路的波特图根本不会不同，在稳定电路中也一样状态电压，也不在拐角频率。您也不会注意到电路之间绝对纹波减少的差异。

_{RL = 100 kohm 时无源和升压 RC 滤波器的频率响应基本相同}

但是当负载很大时，电路（即使只有一个电阻）确实会像电容倍增一样。这种效果类似于负反馈允许的带宽加宽。不同之处在于晶体管电路没有引入衰减，而是将其移除。

参考：
您可能想阅读 Radio Electronics 的 Designer's Notebook 专栏 1985 年的文章：

“电源纹波的简单解决方案：电容倍增器”
设计师的笔记本
Radio Electronics 3，1985

“电容倍增器”是一个引人注目的名称，但对于可以从字面上理解的初学者来说有点令人困惑。所以需要很好地澄清这个电路到底是做什么的。

乍一看，这里并没有什么特别之处——RC积分电路的电压由射极跟随器缓冲。除了使用电容器，还可以使用齐纳二极管……甚至是电池（如下图所示）……

图 1.电池备用电压调节器

......但我们没有将它们命名为“齐纳二极管倍增器”和“电池倍增器”......

所以，问题来了，“为什么没有那样做？” 让我们试着找出答案……

齐纳二极管和电池都“产生”一个恒定的参考电压，该电压远低于输入未滤波电压。因此，晶体管的集电极-发射极部分出现显着的电压降 Vce，并且耗散了显着的功率。此外，直流输入和输出电压是恒定的，这在某些情况下可能是不可取的。

这里的巧妙技巧是电容器两端的参考电压是自我调节的，以保持接近（跟随）输入电压（Vc = V1 - Ib.R1）；因此，电压降 Vce < 1 V。因此，输出电压仅跟随输入直流电压而不跟随纹波……并且电路充当一种缓冲 RC 低通滤波器。

所以，电容没有成倍增加；它保持不变。只有弱小电容器的时间行为被强大的可变电压源复制。如果我们在这里谈论电容器，它更像是由电压源模拟的“虚拟电容器”。该技术广泛用于创建各种虚拟元素；回转器（模拟电感器）就是一个典型的例子。

最后，我想分享一下，我凭着自己的经验和常识，编造了以上的解释。我只在 70 年代的某个地方看到过这个电路，我认为它的名称是“电子滤波器”或类似的东西……但它并没有给我留下太多印象。

现在我不厌其烦地在 YouTube 上看了两部电影（C36 推荐的Dave 的电影和FesZ 的电影），我看到我基本上猜到了这个想法。

编辑 1：我会在@fraxinus 的答案和下面的评论中添加另一个观察结果，以支持单个电阻器 R1 与分压器。

纹波幅度取决于负载电流，因为电流越高，二极管整流器的滤波电容放电越快。更高的负载电流意味着更大的基极电流和电阻 R1 上的更高电压降。所以基极电压降低，电压降VCE（电压储备）增加。结果，晶体管将保持在活动模式。

获得了一种自动性——电压 VCE 的储备随着纹波的增加而减少，从而使晶体管保持在活动模式。

编辑 2： @Horror Vacui 说：

“有电容倍增器电路，它确实通过某种形式的反馈增加了给定节点上的有效电容。通常它们测量通过电容器的电流，然后从电容连接的节点汲取该电流的倍数。 "*

这篇文章让我打开了一本厚厚的旧书（线性应用手册，美国国家半导体，1986 年），然后回到这种奇特的电容乘法器电路。Bob Widlar 在第 67 页的文章 IC Op Amp Beats FETs on Input Current (AN 29) 中对此进行了描述。您可以在此处找到该电路（第 17 页的下图）：

图 1. 运算放大器电容放大器

让我们试着看看这个电路解决方案背后的想法。这是一个可能的解释：

RC积分电路（高阻R1和低电容C1串联）由外部电压源通过电阻（例如，连接在R1右端和正电源轨之间的外部上拉电阻）驱动；所以C1两端的电压慢慢上升。它由运算放大器跟随器 (LM 108) 复制，并通过低电阻 R3 返回到积分电路的输入端。这有什么意义？

RC 积分电路仅用作“整形元件”，为运算放大器跟随器产生输入电压，从而使其在时间上表现得像电容器一样。这个“虚拟电容器”上的电压与真实电容器 C1 上的电压相同，但通过它的电流是 R1/R3 的倍大。因此，虚拟电容的 R1/R3 电容是其电容的两倍……就好像 C1 的电容倍增一样；因此得名“电容倍增器”。

只需解释通过虚拟电容器的电流如何增加 R1/R3 倍。我觉得我已经看到了这个电路技巧......但没关系，我们现在可以自己弄清楚。

看看 R1 和 R3。它们通过它们的一端连接，而其他的则处于相同的电压下……因此它们是“虚拟连接”的……就好像两个电阻器并联连接一样。这个网络是什么？

是的，它是一个分流器，其中流过 R3 的电流大约是流过 R1 的电流的 R3/R1 倍。这里只有这些电流流向不同的地方（C1 的小电流，运算放大器输出的大电流）。

编辑 3：在同一页的顶部，您可以看到一些有趣的东西 - 一个非常相似的负电容乘法器电路解决方案：

图 3. 负电容放大器（表达式中有一个小错字 - R2 应该是 R1）

有趣的是，这个电路使用了相同的元件……原始电容 C1 乘以相同的 R1/R3 倍……但结果是负虚拟电容。这是什么意思？

解释很简单：“正电容倍增器”是一个虚拟电容器“产生”其自身的电压降（损耗），从输入电流产生的电压源中减去，而“负电容倍增器”是一个虚拟电容器“产生” "添加到输入电压源的自身电压（增益） 。但是运算放大器是如何做到这一点的呢？

如果这是一个仅由 R3 引入负反馈的电路（非反相输入接地），那么它将向输入电路添加零电压。反相输入（跨阻放大器）有一个虚拟接地。但在这里，R1-C1 反馈网络引入了额外的正反馈。它会导致运算放大器将其输出电压降低到低于地电位，直到达到平衡（运算放大器输入电压之间的相等）。结果，电路输入电压反相；因此，这个由运算放大器和两个电阻器 R1 和 R3 组成的“神秘”电路的名称 -具有电压反转(VNIC)的负阻抗转换器。

不，它不是电容倍增器。

为了成为一个，它需要一个分压器来确保晶体管有足够的 Vce。

在这里，我们没有，也无法可靠地保持晶体管处于活动状态。

我们这里有一个软启动电路。上电时，输出电压缓慢（由 C1R1 时间决定）上升到接近输入电压。

是的，它确实有一些纹波平滑效果，但它是不对称的，不像电容。

该电路是一个低通滤波器（R 和 C），后跟一个电压缓冲器。有人称它为电容倍增器，但它不乘以电容。

简单的 RC 低通滤波器存在三个问题：

1. 3 dB 截止将取决于负载的电容。( \$C_{eff} = C_{filt} + C_{load}\$ )
2. 负载电流会导致电压下降。它比简单的电压降更糟糕，因为它会随着负载电流而变化。这可能会导致电源噪声，并且一个电路块的时变电源电流将调制其他块。该电压降与电阻值成正比，因此它设定了电阻值的上限，该上限对于低截止频率来说应该很大。
3. 负载的小信号电阻 ( \$r=\delta{v_{out}}/{\delta{i_{load}}}\$ ) 与电容器并联，并在低于\$1/( 2\pi\cdot r \cdot C_{eff})\$。低于该频率的衰减将是恒定的。

一旦我们在 RC 滤波器之后添加电压缓冲器，这两个问题都得到了解决。最简单的电压缓冲器是源极/发射极跟随器电路或公共漏极/集电极放大器。如果其压降不可接受，则可以使用单位增益配置的运算放大器。它具有完全相同的功能。

运算放大器缓冲器很棒，并且在功能方面没有任何缺点。为什么不在这里使用？可能是因为它可能被认为有点贵，并且需要额外的电源和电源电流。

如果双极晶体管用作射极跟随器（公共集电极放大器），其基极电流仍会流过电阻。此外，电路的负载影响仍然存在，只是被双极晶体管的电流增益 ( \$\beta\$ ) 减轻了。该电阻器的压降限制也仅由\$\beta\$放宽。MOS器件理想情况下具有无限\$\beta\$，但它的电流能力低于类似的双极晶体管——尽管现在有优秀的大电流MOS器件——并且它会具有更高的栅源电容比具有相似额定电流的双极晶体管的基极-发射极电容。由于缓冲效应，可以使用\$\beta\$对于相同的电容器，电阻要高 1 倍，这导致截止频率要低\$\beta\$倍。这相当于电阻器的电容值高\$\beta\$倍，因此得名。通常一个人使用那里最高的可用电容，所以我想这也促成了这个名字的扩散。

是不是电容倍数？不，截止频率仍由 RC 产品决定，但负载效应已消除，串联电阻上没有任何压降权衡。这就是为什么我个人反对这个误导性的名字。

有电容倍增器电路，它确实通过某种形式的反馈增加了给定节点上的有效电容。通常，它们测量通过电容器的电流，然后从连接电容的节点汲取该电流的倍数。这些电路在反馈环路的带宽内工作，但在许多情况下就足够了。它们通常也用于滤波电路。

我之前没有提到 D1，因为它在答案中并不重要。我假设这个问题更多的是关于晶体管和 RC。D1在那里做什么？输入是交流电源，D1 是单向整流器，或者在某些情况下输出可能高于输入，D1 会阻止任何反向电流。